CN111682780A - 提高原边反馈有源箝位反激变换器轻载效率的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了提高原边反馈有源箝位反激变换器轻载效率的控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。该方法通过包括采样模块和数字控制模块的系统实现，电压均值计算模块、周期控制模块、使能模块与PWM模块组成轻载模式下的控制系统，电压均值计算模块得到当前大周期输出电压均值，周期控制模块判断下一个大周期中两开关管开启周期数的调整方式，使能信号模块给出大周期的使能信号。误差计算模块、PID模块、DAC、比较器与PWM模块组成重载模式下的控制系统。通过实时比较从输出电压采样值中提取出的电流阈值与预设值得到轻载模式和重载模式的切换信号。本发明方案简单易行、成本低，能够减小轻载模式下开关损耗，提高了电路效率。

Description

提高原边反馈有源箝位反激变换器轻载效率的控制方法
技术领域
本发明涉及反激变换器控制技术，特别是涉及提高原边反馈有源箝位反激变换器轻载效率的控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。
背景技术
电源是各个电子设备不可或缺的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标及其能否安全可靠地工作，而目前的主流应用是开关电源（Switch Mode PowerSupply）。开关电源又称之为开关变换器，是利用现代电力电子技术，通过调整开关器件的导通比或者频率来使输出电压恒定的一种电源。
电子设备不断小型化的发展要求供电电源的体积随之小型化，电源体积的减小意味着散热能力的变差，因而要求电源的功耗变小，即在输出功率不变的前提下，效率必须提高。特别是开关电源在航空航天技术上的应用与发展对高效、小型化电源的需求十分迫切。提高开关电源的功率密度和电源转换效率以使之小型化、轻量化是人们不断努力追求的目标。
在此发展背景之下，早在上个世纪九十年代就被提出的有源箝位反激变换器（Active Clamp Flyback，简称ACF）拓扑结构又重新回到开关电源设计者的视野。有源箝位反激变换器利用箝位电容与变压器漏感谐振，吸收并循环利用漏感能量。如图1所示，一种有源箝位的反激变换器电路，包括主功率电路、箝位电路、输出整流滤波电路，主功率电路由变压器原边线圈和主开关管连接而成，箝位电路由箝位开关管和箝位电容连接而成，输出整流滤波电路由输出整流二极管和输出电容连接而成。其中，Cin为输入电容，T1为变压器，Lm为变压器励磁电感，Lr为变压器漏感，VT1和VT2分别是主开关管和箝位开关管，Cr是箝位电容，D1为输出整流二极管，Co为输出电容。N为变压器原边与副边匝数比值，Vin为变压器原边输入电压，Vo为变压器副边输出电压。图2中，VGS_VT1和VGS_VT2为VT1和VT2的驱动电压波形，VDS_VT1和VDS_VT2为VT1和VT2的两端电压波形，iLm为激磁电感电流波形，iLr为漏感电流波形，ICr为流过箝位电容的电流，iD1为流过整流二极管的电流。假设主开关管VT1的占空比为D，则箝位管VT2的占空比为1-D，为了避免主开关管VT1和箝位管VT2共通，导致开关管因电流过大而击穿，两个开关管之间要加上一定的死区时间，总的工作周期为T。
有源箝位反激变换器双向磁化电流模式下的主要信号波形图如图2所示。T0时刻，主开关管VT1开通，VT2关断，原边漏感电流值iLr在T0时刻之前已上升至励磁电感电流值iLm，但仍为负值。原边电流流经励磁电感、主开关管VT1，线性增长。在T1时刻主开关管VT1关断，原边励磁电流给主开关管VT1的输出电容充电,而箝位开关管VT2的输出电容放电，箝位电容Cr上电压保持不变。在T2时刻箝位开关管VT2导通，副边整流二极管已正向导通，原边励磁电感Lm两端电压被箝位在-NVo，漏感Lr与箝位电容Cr谐振，漏感电流iLr下降至反向。为原边主开关VT1的软开通做好准备。T3时刻箝位开关管VT2关断，漏感电流给箝位开关管VT2的输出电容充电，同时主开关管VT1的输出电容放电。T4时刻漏感电流iLr上升至励磁电流iLm，输出二极管电流下降为0，副边整流二极管截止。T4至T5时段内，变压器漏感与励磁电感两端电压为Vin，两者电流继续上升，主开关管VT1需要在电流再次反向前导通，保证软开关特性。
由于箝位电容值较大，原边主开关管电压箝位效果好，几乎没有高频振荡，在箝位电路工作过程中，箝位开关管一直处于导通状态，体二极管不会出现反向恢复问题，电路中电流变化斜率较小，箝位管导通时间长，耗散功率低，性能较好，同时有源箝位实现了原边主开关管和箝位开关管的零电压开通（Zero-Voltage-Switching，简称ZVS），降低了开关损耗，这使得有源箝位反激变换器的高频化成为可能。
但是传统反激有源箝位变换器箝位电路在空载到满载范围采用的主流控制方式是AAM(Adaptive Amplitude Modulation，自适应幅值调节)。如图3所示，当电路负载降低时，需要调节峰值电流环路使输出电压保持稳定，励磁电流的峰值随之降低，而励磁电流最低值保持不变，使得主开关管开启时间提前，这便让两开关管的工作频率升高。较高的工作频率会使得开关管的开关损耗大大提高，这也就导致了有源箝位变换器在轻载状态下工作效率不高的问题。
为解决现有的反激有源箝位变换器轻载状态下工作效率低的问题，有技术提出了非互补有源箝位的控制方式，这种方式实现了原边主管的电压箝位和零电压开通及变压器原边漏感能量的回收，同时这种控制方式可以和恒导通时间控制相结合，有效地提高了电路的满载和轻载效率，但此方法存在着箝位管开通点选取困难以及高频变压器优化设计的问题。
基于此，有必要提供一种原边反馈有源箝位反激变换器的控制方法，以提高变换器工作的轻载效率。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了提高原边反馈有源箝位反激变换器轻载效率的控制方法，实现了有源箝位变化器在轻载模式下关断部分工作周期进而减少这一时间段内电路系统的能量损耗，解决了反激变换器在轻载状态下工作效率不高的技术问题。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
本发明的控制方法通过包含电压采样部分、数字控制部分与驱动部分的系统进行分模式控制。电压采样部分实时采集变换器输出电压；数字控制部分首先根据变换器实时输出电压计算输出电流阈值，并根据设定的原边峰值电流最小值判断变换器的工作状态并使能对应的控制模式，当电流阈值小于设定的原边峰值电流最小值时判定变换器处于轻载状态并使能改进的PWM控制模式，当电流阈值大于设定的原边峰值电流最小值时判定变换器处于重载状态并使能常规PWM控制模式。
当负载较重时，控制方式与常规PWM控制方式相同，为一种已有的AAM(AdaptiveAmplitude Modulation)控制技术，目前已经得到较为普遍的使用。通过数字控制部分中的误差计算模块，PID模块以及PWM模块实现。误差计算模块将当前大周期内的采样电压VFB(n)与设定电压Vref求差，输出放大后的误差信号e(n)，误差信号e(n)经过PID模块得到的采样电流阈值Ipeak经模拟电路中数模转换器转换后得到输入至比较器负输入端的电压阈值，原边峰值电流采样信息Vs输入至比较器的正输入端，比较器的输出连接PWM模块。
当负载较轻时，本发明采用一种改进的PWM控制方式，通过数字控制部分中的电压均值模块、周期控制模块、使能模块以及PWM模块实现。电压均值模块的输入端接收当前大周期内的电压采样信号VFB(n)以及当前大周期的取样数目C(n)，经过计数累加及均值计算输出当前大周期采样电压的均值Vav（n）。周期控制模块将当前大周期采样电压的均值Vav（n）与设定的电压Vref进行对比：当两者数值相同时，则下一大周期的主开关管与箝位开关管的开启周期数保持不变；当Vref大于Vav（n）时，表明当前输出电压较小，需增加两管在下一大周期的开启周期数C(n+1)；当Vref小于Vav（n）时，表明当前输出电压较大，需减少两管下一大周期的开启周期数C(n+1)，输出信号C(n+1)即为下一个大周期两管的开启周期数以及采样电压的取样计数次。使能模块根据下一大周期两管的开启周期数C(n+1)控制使能信号EN的输出。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：
（1）本申请针对反激变换器在轻载状态下工作效率不高大问题，固定主开关管和箝位开关管的开关频率，通过比较当前大周期的输出电压均值与设定值的关系调整下一大周期输出电压均值的抽样数目以及主开关管、箝位开关管在下一大周期内开启周期，灵活调整主开关管与箝位开关管在一个大周期内仅开启一定数目的周期而在其余时间均关断，即使此时有能量并未完全转移到母线，在下一个大周期的运行过程中，这部分能量依然可以得到有效利用，通过在一部分开关周期内关断系统的一部分电路模块来达到高轻载效率的目的，相较于提高两管开关频率维持输出电压稳定的传统控制方式降低了开关损耗。
（2）本申请通过处理变换器输出电压采样值和原边电流峰值电流采样值即可提高轻载效率，对传统的PSR反激变换器一类反激式拓扑具有普适性，能够通过简单的数字控制对已有反激变换器的控制器加以改进进而达到提高轻载性能的优化目的。
附图说明
图1是有源箝位反激变换器基本拓扑图。
图2是有源箝位反激变换器基本波形图。
图3是有源箝位反激变换器重载与轻载情况下工作波形图。
图4是本发明提高有源箝位反激变换器轻载效率的控制系统的整体结构图。
图5是输出电压稳定后的相关波形图。
图6是输出电压偏小时的相关波形图。
图7是输出电压偏大时的相关波形图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的首选实施例，但是本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。
除非另有定义，本文所使用的所有技术术语和科学术语与本领域技术人员通常理解的含义相同。本发明说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例而非限制本发明。本文所使用的术语“及／或”包括一个或多个相关的所列项目的任意组合以及所有组合。
图4是有源箝位反激变换器的控制系统的电路主结构图。有源箝位反激变换器可以采用传统的结构，有源箝位反激变换器包括变压器及其原副边侧电路，变压器原边侧电路包括：谐振电感Lr、原边绕组NP、箝位开关管VT2、箝位电容Cr串联组成的原边电路，及，输入滤波电容Cin、励磁电感Lm；输入滤波电容Cin并联在直流输入电源Vin的两端，励磁电感Lm并联在原边绕组NP的两端，主开关管VT1的漏极接原边绕组NP的电流流出端，主开关管VT1的源极经采样电阻Rs后与直流输入电源Vin共同接地。变压器副边侧电路包括：副边绕组NS、输出电容Co、整流二极管D1串联组成的副边回路，并联在输出电容Co两端的负载电阻RL，辅助绕组NA、采样电阻R1、采样电阻R2串联组成的输出电压采样回路，副边绕组NS与输出电容Co正极板相连接的一端与原边绕组的电流流出端互为同名端，辅助绕组NA与采样电阻R1连接的一端与原边绕组的电流流出端互为同名端。主开关管VT1与箝位开关管VT2是NMOS场效应管。
输入电压Vin通过滤波电容Cin滤波后连接到变压器的原边绕组，此时励磁电感Lm存储能量，主开关管VT1关断后，变压器原边绕组NP停止存储能量并且把能量耦合到副边绕组NS，耦合而来的能量通过续流二极管D1和储能电容Co供给负载RL消耗；同时，主开关管VT1关断后，原边侧变压器漏感Lr储存的能量释放到箝位电容Cr中，开通箝位开关管VT2后，箝位电容Cr的电流会通过变压器漏感Lr理想变压器向直流母线释放储能，完成能量的回收利用。
针对图4所示有源箝位反激变换器，本申请采用分模式控制理念设计了数字控制部分，数字控制部分包括：电压采样模块、数字控制模块与驱动模块。控制电路的采样电压输入端Vsense连接分压电阻R1与R2的连接端，控制电路的采样电流输入端Vs连接主开关管VT1的源极与电流采样电阻Rsense的连接端，控制电路中驱动模块输出的控制信号连接两开关管的栅极。当负载较重时，控制方式与常规PWM控制方式相同，记常规PWM控制方式为Mode1，通过数字控制部分中的误差计算模块、PID模块、PWM模块实现。当负载较轻时，本发明采用一种改进的控制方式，记改进的控制方式为Mode2，通过数字控制部分中的电压均值模块、周期控制模块、使能模块以及PWM模块实现。
电路工作在重载模式时，电压采样模块的输入信号为采样电压Vsense，在电压采样模块中将其按周期采样并输出VFB(n)，采样频率为两开关管的开关频率。误差计算模块将采样电压VFB(n)与设定电压Vref比较，电压Vref与原边反馈反激变换器的输出电压成比例关系，比例系数由原边反馈反激变换器的系统参数决定，具体为副边绕组NS与辅助绕组NA的匝数比以及采样分压电阻R1、采样电阻R2。误差计算模块输出放大后的误差信号e(n)，误差信号e(n)经过PID模块得到采样电流阈值Ipeak，采样电流阈值Ipeak经过模拟电路中DA转换后输入到比较器的负输入端，采样电流信息Vs输入至比较器的正输入端，比较器的输出连接PWM模块。比较器的输出连接PWM内部RS触发器的R端，固定频率的脉冲信号SET连接RS触发器的S端，RS触发器输出占空比信号Duty至驱动模块。输入的误差信号e(n)为0时，数字补偿器产生的Ipeak不变，占空比信号Duty的占空比不变；当输入的误差信号e(n)小于0时，数字补偿器产生的Ipeak减小，得到占空比信号Duty的占空比减小；当输入的误差信号e(n)大于0时，数字补偿器产生的Ipeak增加，得到的占空比信号Duty的占空比增加。主开关VT1导通时，Isense增加，Vs增加，当Vs增加到和Vpeak相等时，比较器输出一个高电平，使RS触发器复位，信号SET是一个固定频率的脉冲信号，接到RS触发器的S端，用来置位RS触发器。通过这样的负反馈调节，就可以实现输出电压的稳定。
电路工作在轻载模式时，电压采样模块的输入信号为采样电压Vsense，在电压采样模块中将其按周期采样并输出VFB(n)，采样频率为两开关管的开关频率。电压均值模块的输入端连接电压采样模块输出的VFB(n)以及本次大周期的取样数目C(n)，经过计数累加以及均值计算输出当前大周期采样电压的均值Vav(n)到周期控制模块中。周期控制模块将当前大周期内输出电压的均值Vav(n)与设定的比较电压Vref进行对比，该电压Vref与原边反馈反激变换器的输出电压成比例关系，比例系数由原边反馈反激变换器的系统参数决定，具体为副边绕组NS与辅助绕组NA的匝数比以及采样分压电阻R1、采样电阻R2。当均值电压Vav与设定的比较电压Vref不相等时，修改下一大周期中主开关管VT1与箝位开关管VT2的开启周期数C(n+1)。
根据当前大周期内输出电压的均值Vav(n)与设定的比较电压Vref的比较结果修改下一大周期中主开关管VT1与箝位开关管VT2开启周期数的方法包含以下3种情况：
情况1.当电压均值模块输出的电压均值Vav(n)大于设定电压Vref时，Vav(n)＞Vref，表明当前输出电压采样均值较大，需要减少下一次大周期中主开关管VT1与箝位开关管VT2的工作周期数C(n+1)，则令C(n+1)= C(n)-1，即减小当前大周期主开关管VT1与箝位开关管VT2的工作周期数C(n)修改C(n+1)；
情况2. 当均值电压模块输出的电压均值Vav(n)小于设定电压Vref时，Vav(n)＜Vref表明当前输出电压采样均值较小，需要增加下一次大周期中主开关管VT1与箝位开关管VT2的工作周期数C(n+1)，则令C(n+1)= C(n)+1，即增大当前大周期主开关管VT1与箝位开关管VT2的工作周期数C(n)修改C(n+1)；
情况3. 当均值电压模块输出的电压均值Vav(n)等于设定电压Vref时，Vav(n)＝Vref，表明当前输出电压采样均值满足设计要求，无需改变下一次大周期中主开关管VT1与箝位开关管VT2的工作周期数C(n+1)，则令C(n+1)= C(n)，即保持C(n)不变。
周期控制模块的输出信号C(n+1)到电压均值模块用做下一个大周期的取样计次数，同时输出C(n+1)到使能模块提供下一个大周期主开关管VT1与箝位开关管VT2的开启周期数。使能信号模块根据下一大周期两管的开启周期数C(n+1)控制使能信号EN的输出波形。
在重载工作模式时，PWM模块根据比较器的输出值通过内部RS触发器调节控制信号输出的占空比；在轻载工作模式时，PWM模块内部设定Ipeak为一个较小值不变，即占空比恒定，根据输入的使能信号改变主开关管VT1与箝位开关管VT2的驱动信号的开启周期数。驱动模块内部设定有保证开关管ZVS的死区时间。
模式控制模块负责选择数字控制部分的控制模式。当PID模块的输出Ipeak小于设定的最小电流值Iref时，认为此时电路工作在轻载状态，使能控制模式mode2；当PID模块的输出Ipeak大于设定的最小电流值Iref时，认为此时电路没有工作在轻载状态，使能控制模式mode1。
图5中，当原边反馈反激变换器输出电压稳定时，采样电压均值Vav与Vref相同，周期控制模块产生的开启周期数C(n)不变。此时，输出电压保持稳定。
图6中，当原边反馈反激变换器输出电压偏小时，采样电压均值Vav小于Vref，周期控制模块输出的开启周期数C(n)增加，则下一周期中主开关管VT1与箝位开关管VT2的开启周期数增加，电压上升时间增长，同时总的大周期时间不变，主开关管VT1与箝位开关管VT2的关闭周期数减少，电压下降时间减少，总体电压呈上升态势，最终输出电压趋于动态稳定。
图7中，当原边反馈反激变换器输出电压偏大时，采样电压均值Vav大于Vref，周期控制模块输出的开启周期数C(n)减少，则下一周期中主开关管VT1与箝位开关管VT2的开启周期数减少，电压上升时间减小，同时总的大周期时间不变，主开关管VT1与箝位开关管VT2的关闭周期数增加，电压下降时间增长，总体电压呈下降态势，最终输出电压趋于动态稳定。

Claims (6)

1.提高原边反馈有源箝位反激变换器轻载效率的控制方法，其特征在于，从当前大周期变换器输出电压采样值中取样，计算当前大周期输出电压采样值的均值，以下一大周期的变换器输出电压跟随参考值为目标调整下一大周期变换器输出电压采样值的取样数，以下一大周期变换器输出电压采样值的取样数为主开关管和箝位开关管在下一大周期的开启周期数控制PWM的生成。
2.根据权利要求1所述提高原边反馈有源箝位反激变换器轻载效率的控制方法，其特征在于，以下一大周期的变换器输出电压跟随参考值为目标调整下一大周期变换器输出电压采样值的取样数的方法为：
在当前大周期输出电压采样值的均值大于参考值时，减少当前大周期变换器输出电压采样值的取样数，得到下一大周期变换器输出电压采样值的取样数；
在当前大周期输出电压采样值的均值小于参考值时，增大当前大周期变换器输出电压采样值的取样数，得到下一大周期变换器输出电压采样值的取样数；
在当前大周期输出电压采样值的均值等于参考值时，保持当前大周期变换器输出电压采样值的取样数不变。
3.实现权利要求1或2所述控制方法的系统，其特征在于，包括：
电压采样模块，采集变换器辅助绕组电压，输出变压器输出电压采样值；
数字控制模块，计算当前大周期输出电压采样值的均值，以下一大周期的变换器输出电压跟随参考值为目标调整下一大周期变换器输出电压采样值的取样数，以下一大周期变换器输出电压采样值的取样数为主开关管和箝位开关管在下一大周期的开启周期数控制PWM的生成；及，
驱动模块，其输入端接数字控制模块输出的PWM，生成主开关和箝位开关管的驱动信号。
4.根据权利要求3所述系统，其特征在于，所述数字控制模块包括：
电压均值模块，其输入端接收当前大周期变换器输出电压采样值，根据当前大周期变换器输出电压采样值的取样数计算当前大周期输出电压采样值的均值；
周期控制模块，其输入端接电压均值模块的输出端，以下一大周期的变换器输出电压跟随参考值为目标调整下一大周期变换器输出电压采样值的取样数，输出下一大周期变换器输出电压采样值的取样数至电压均值模块；
使能模块，其输入端接收下一大周期变换器输出电压采样值的取样数，以下一大周期变换器输出电压采样值的取样数为主开关管和箝位开关管在下一大周期的开启周期数生成PWM使能信号；及，
PWM模块，其使能端接收使能模块输出的使能信号，生成下一大周期的变换器输出电压跟随参考值的PWM。
5.根据权利要求4所述系统，其特征在于，该系统还包括：
误差计算模块，其输入端接收当前大周期变换器输出电压采样值，输出电压采样值与参考值的误差信号；
PID模块，其输入端接误差计算模块的输出端，补偿误差信号后输出电流阈值信号；
DAC，其输入端接PID模块的输出端，输出电流阈值信号对应的电压阈值信号；
比较器，其负输入端接DAC的输出端，其正输入端接变换器原边峰值电流采样值，输出变换器原边峰值电流与电流阈值信号的差值信息至PWM模块的重置信号输入端；及，
模式控制模块，其输入端接PID模块的输出端，比较电流阈值信号和设定的原边峰值电流最小值，在电流阈值信号大于设定的原边峰值电流最小值时生成重载模式运行的标志位，在电流阈值信号小于设定的原边峰值电流最小值时生成轻载模式运行的标志位。
6.根据权利要求5所述系统，其特征在于，所述PWM模块为RS触发器，其重置信号输入端接比较器的输出端，其置位信号输入端接主开关管和箝位开关管频率的脉冲信号，其使能端接使能模块的输出端。
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