CN112615548A - 一种基于反激式dc-dc变换器的dcm变频控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于反激式DC‑DC变换器的DCM变频控制方法，针对传统反激式DC‑DC变换器不能实现全功率范围内的高效率运行，通过一个结合频率控制模块的反馈控制环路来实现反激DC‑DC变换器工作在DCM模式下的变频控制，包括主电路模块、副边电流过零检测模块和频率控制模块，所述频率控制模块包括电容C、电流源1、电流源2、过零比较器2和RS触发器。本发明通过一个频率控制模块结合反馈控制环路来实现反激DC‑DC变换器工作在DCM模式下的变频控制，在输出功率低时，能降低开关频率，从而降低开关损耗，提升反激DC‑DC变换器的整体效率。

Description

一种基于反激式DC-DC变换器的DCM变频控制方法
技术领域
本发明涉及电源领域，尤其涉及一种基于反激式DC-DC变换器的DCM变频控制方法。
背景技术
在开关电源中，电源的工作效率是衡量一款电源性能好坏的重要指标之一，在传统的反激式DC-DC变换器中，变换器的开关频率一般保持恒定。因此，当变换器的输出功率较小时，电源的工作频率依然保持不变，较高的开关频率会造成大量的开关损耗，从而影响变换器的整体效率。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，针对传统反激式DC-DC变换器不能实现全功率范围内的高效率运行，提供一种基于反激式DC-DC变换器的DCM变频控制方法。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：
一种基于反激式DC-DC变换器的DCM变频控制方法，通过设置一个结合频率控制模块的反馈控制环路，实现反激式DC-DC变换器的DCM变频控制；具体包括以下步骤：
在整个控制的开始时刻，导通主开关管Q，导通频率控制模块的开关S1，断开开关S2，使电容C开始充电；
在反馈控制环路中，采样输出电压Vs与参考电压Vref经过误差放大器运算，产生一个误差信号Vea；
将反激变压器原边电感电流采样信号Vis与误差信号电压Vea进行比较，当Vis值与Vea值相等时，比较器向锁存器的R端输入一个高电平，锁存器的Q端输出一个低电平关断主开关管Q；导通反激变压器的副边，副边电流Is流经二极管并逐渐下降；当电流Is下降至零时，频率控制模块的开关S1断开，S2导通；
电容C经电流源2开始放电，当电容C电压放电至零时，过零比较器2输出一个高电平给RS触发器的S端和锁存器的S端，锁存器的Q端输出一个高电平导通主开关管Q，整个控制开始进入下一个周期。
进一步的，所述反馈控制环路包括主电路模块、副边电流过零检测模块和频率控制模块，所述主电路模块包括误差放大器、比较器、锁存器和主开关管Q；所述误差放大器输出端与比较器负相输入端连接，所述误差放大器的负相输入端与副边输出之间设置有采样电阻R1，所述误差放大器和采样电阻都与接地电阻R2连接；所述锁存器的R端与比较器的输出端连接，所述锁存器的S端与频率控制模块连接，所述锁存器的Q端与主开关管Q连接；所述副边电流过零检测模块由过零比较器1构成，用于副边电流过零检测，其输出端与频率控制模块连接，负输入端接在反激变压器的副边线圈与二级管之间。
进一步的，所述反激变压器包括二极管、电容、原边线圈和副边线圈，所述二极管正极连接变压器的副边线圈，负极连接电容和过零比较器1的负输入端；所述电容与副边线圈连接。
进一步的，所述频率控制模块包括电容C、电流源1、电流源2、过零比较器2和RS触发器；所述电流源1和电流源2并联且电流方向相反，其通过控制开关S1和S2接入到电容C的充放电电路中；所述电容C与过零比较器2的负相输入端连接，所述过零比较器2的输出端与RS触发器的S端和锁存器的S端连接；所述RS触发器的R端与过零比较器1的输出端连接，所述RS触发器的Q端与开关S1连接，
Figure BDA0002848741440000021
端与开关S2连接。
本发明的有益效果：通过一个频率控制模块结合反馈控制环路来实现反激DC-DC变换器工作在DCM模式下的变频控制，在输出功率低时，能降低开关频率，从而降低开关损耗，提升反激DC-DC变换器的整体效率。
附图说明
图1是本发明的方法流程图。
图2是控制过程的主要波形图。
图3是反馈控制环路框图。
图4是频率控制模块框图。
图5是典型反激拓扑图。
图6是反激变换器DCM模式下原副边电感电流波形图。
图7是开关频率变化关系图。
图8是输出电流2A时的仿真结果图。
图9是输出电流1A是的仿真结果图。
具体实施方式
为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图说明本发明的具体实施方式。
本实施例中，如图1所示，一种基于反激式DC-DC变换器的DCM(DiscontinuousConduction Mode)变频控制方法，通过一个频率控制模块结合的反馈控制环路来实现反激DC-DC变换器工作在DCM模式下的变频控制；
在整个控制的开始时刻，导通主开关管Q，导通频率控制模块的开关S1，断开开关S2，使电容C开始充电；
在反馈控制环路中，采样输出电压Vs与参考电压Vref经过误差放大器运算，产生一个误差信号Vea；
将反激变压器原边电感电流采样信号Vis与误差信号电压Vea进行比较，当Vis值与Vea值相等时，比较器向锁存器的R端输入一个高电平，锁存器的Q端输出一个低电平关断主开关管Q；
导通反激变压器的副边，副边电流Is流经二极管并逐渐下降；当电流Is下降至零时，频率控制模块的开关S1断开，S2导通；
电容C经电流源2开始放电，当电容C电压放电至零时，过零比较器2输出一个高电平给RS触发器的S端和锁存器的S端，锁存器的Q端输出一个高电平导通主开关管Q，整个控制开始进入下一个周期；控制过程的主要波形，如图2所示，
本实施例中，反馈控制环路框图如图3所示，所述反馈控制环路包括主电路模块、副边电流过零检测模块和频率控制模块，所述主电路模块包括误差放大器、比较器、锁存器、主开关管Q；所述误差放大器输出端与比较器负相输入端连接，所述误差放大器的负相输入端与副边输出之间设置有采样电阻R1，所述误差放大器和采样电阻R1都与接地电阻R2连接；所述锁存器的R端与比较器的输出端连接，所述锁存器的S端与频率控制模块连接，所述锁存器的Q端与主开关管Q连接；所述副边电流过零检测模块由过零比较器1构成，用于副边电流过零检测，其输出端与频率控制模块连接，负输入端接在反激变压器的副边线圈与二级管之间。
其中，所述反激变压器包括二极管、电容、原边线圈和副边线圈，所述二极管正极连接变压器的副边线圈，负极连接电容和过零比较器1的负输入端；所述电容与副边线圈连接。
本实施例中，如图4所示，所述频率控制模块包括电容C、电流源1、电流源2、过零比较器2和RS触发器；所述电流源1和电流源2并联且电流方向相反，其通过控制开关S1和S2接入到电容C的充放电电路中；所述电容C与过零比较器2的负相输入端连接，所述过零比较器2的输出端与RS触发器的S端和锁存器的S端连接；所述RS触发器的R端与过零比较器1的输出端连接，所述RS触发器的Q端与开关S1连接，
Figure BDA0002848741440000031
端与开关S2连接。；通过控制电容C不同的充放电过程从而控制锁存器的周期信号，通过该周期信号控制变换器的不同工作频率。
本实施例中，通过DCM变频控制方法，变换器一直保持在DCM(DiscontinuousConduction Mode)模式并且其开关频率可随输出功率变化，当输出功率较低时能降低变换器的工作频率，从而减少变换器的开关损耗，提升其整体效率。
本实施例中，如图5所示，典型的反激式DC-DC变换器拓扑如图1所示,设反激变压器原边匝数为Np，副变匝数为Ns。变压器匝比为n；反激DC-DC变换器工作在DCM(Discontinuous Conduction Mode)模式下时的原边和副边的理想电感电流波形如图6所示，根据反激变换器特性可得出表达式：
Figure BDA0002848741440000041
根据反激式变换器工作在DCM模式下的工作特性可知，副边二极管导通时间toff为：
Figure BDA0002848741440000042
式中Ls为反激变压器副边电感量，is.pk为副边电流峰值，uout为输出电压；
原边主开关管的导通时间ton为：
Figure BDA0002848741440000043
式中ip.pk为反激变换器原边电流峰值，Lp为反激变压器原边电感量，uin为输入电压。
根据变压器工作原理可得：
is.pk＝n·ip.pk (4)
又根据电感与变压器匝数比的关系可知：
Figure BDA0002848741440000044
将式(2)(3)(4)代入式(1)中可得到开关频率fsw的表达式为：
Figure BDA0002848741440000045
式中iout为输出电流。
将公式进一步变形为：
Figure BDA0002848741440000051
式中Pout为输出功率。
由公式(6)可知，如果将ip.pk保持恒定，则开关频率fsw是一个关于输出功率Pout的函数，其变化关系如图7所示；
根据以上推导可知，如果保持反激DC-DC变换器的原边电感电流峰值恒定，则可以实现反激DC-DC变换器工作在DCM模式下的全功率范围内的变频控制；当输出功率低时，能降低开关频率，从而降低开光损耗，提升反激DC-DC变换器的整体效率。
本实施例中，频率控制模块电流源大小的选择；
根据电容充放电过程中的电荷守恒可得到以下表达式：
Figure BDA0002848741440000052
式中：i1为电容C的充电电流；i2为电容C的放电电流；
结合公式(2)、(3)、(6)可以得到如下表达式：
Figure BDA0002848741440000053
式中：iout为输出电流。
由式(9)可知，电流源1的电流大小可设为(nip.pk)/2，电流源2的电流大小可设为2iout。由于给电容C充电的电流i1应该大于零，既必须满足表达式：
Figure BDA0002848741440000054
经过整理后可得到ip.pk的范围如下：
Figure BDA0002848741440000055
本实施例中，为验证本次提出的控制策略的有效性，利用PSIM搭建了一台反激式DC-DC的变换器模型，设置输入电压50V，输出电压8V，最大输出电流2A，最大输出功率16W。为验证不同输出功率下的开关频率的变化情况，分别仿真了输出电流为2A和1A的情况。
输出电流源为2A时的仿真结果如图8所示，根据测量结果显示，开关频率为19.58KHz。
输出电流源为1A时的仿真结果如图9所示，根据测量结果显示，此时开关频率为6.12KHz。
根据仿真结果可知，本次提出的控制策略能实现反激式DC-DC变换器全功率范围内工作在DCM模式，并且其开关频率能跟随输出功率变化，当输出功率较小时，开频率较低，从而减少了开关损耗，提升变换器的整体工作效率。
本发明通过一个频率控制模块结合反馈控制环路来实现反激DC-DC变换器工作在DCM模式下的变频控制，在输出功率低时，能降低开关频率，从而降低开关损耗，提升反激DC-DC变换器的整体效率。
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护的范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (3)

1.一种基于反激式DC-DC变换器的DCM变频控制方法，其特征在于，通过设置一个结合频率控制模块的反馈控制环路，实现反激式DC-DC变换器的DCM变频控制；具体包括以下步骤：
在整个控制的开始时刻，导通主开关管Q，导通频率控制模块的开关S1，断开开关S2，使电容C开始充电；
在反馈控制环路中，采样输出电压Vs与参考电压Vref经过误差放大器运算，产生一个误差信号Vea；
将反激变压器原边电感电流采样信号Vis与误差信号电压Vea进行比较，当Vis值与Vea值相等时，比较器向锁存器的R端输入一个高电平，锁存器的Q端输出一个低电平关断主开关管Q；导通反激变压器的副边，副边电流Is流经二极管并逐渐下降；当电流Is下降至零时，频率控制模块的开关S1断开，S2导通；
电容C经电流源2开始放电，当电容C电压放电至零时，过零比较器2输出一个高电平给RS触发器的S端和锁存器的S端，锁存器的Q端输出一个高电平导通主开关管Q，整个控制开始进入下一个周期。
2.根据权利要求1所述的一种基于反激式DC-DC变换器的DCM变频控制方法，其特征在于，所述反馈控制环路包括主电路模块、副边电流过零检测模块和频率控制模块，所述主电路模块包括误差放大器、比较器、锁存器和主开关管Q；所述误差放大器输出端与比较器负相输入端连接，所述误差放大器的负相输入端与副边输出之间设置有采样电阻R1，所述误差放大器和采样电阻R1都与接地电阻R2连接；所述锁存器的R端与比较器的输出端连接，所述锁存器的S端与频率控制模块连接，所述锁存器的Q端与主开关管Q连接；所述副边电流过零检测模块由过零比较器1构成，其输出端与频率控制模块连接。
3.根据权利要求1所述的一种基于反激式DC-DC变换器的DCM变频控制方法，其特征在于，所述频率控制模块包括电容C、电流源1、电流源2、过零比较器2和RS触发器；所述电流源1和电流源2并联且电流方向相反，其通过控制开关S1和S2接入到电容C的充放电电路中；所述电容C与过零比较器2的负相输入端连接，所述过零比较器2的输出端与RS触发器的S端和锁存器的S端连接；所述RS触发器的R端与过零比较器1的输出端连接，所述_RS触发器的Q端与开关S1连接，Q端与开关S2连接。
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