CN113765407A - 原边反馈有源钳位反激变换器的自适应软开关控制系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了原边反馈有源钳位反激变换器的自适应软开关控制系统，涉及隔离型变换器技术领域，系统包括主拓扑电路和闭环控制环路；主拓扑电路在变压器副边增加辅助绕组，辅助绕组两端通过两个分压电阻进行电压采样，将绕组电压的反馈电压输入至闭环控制环路；在主开关管与地端之间增加电流采样电阻，并将采样电阻电压输入至闭环控制环路；闭环控制环路包括原边电流检测模块、辅助绕组检测模块、死区时间计算模块和PWM驱动模块；死区时间计算模块根据输入端接收的各个时间信号和电流信号计算主开关管和辅助开关管控制信号的死区时间；该系统与受控的开关电源连接构成一个闭环，实现两个开关管的ZVS，减小开关损耗，从而提高整个系统的效率。

Description

原边反馈有源钳位反激变换器的自适应软开关控制系统
技术领域
本发明涉及隔离型变换器技术领域，尤其是原边反馈有源钳位反激变换器的自适应软开关控制系统。
背景技术
随着技术发展，开关电源广泛应用于中小功率场合，隔离型开关电源能实现输入与输出的电气隔离，具有安全隔离及可靠性高的特点，并且随着智能设备的不断发展与升级，以及快速充电、通用串行总线功率传输(Universal Serial Bus Power Delivery,USBPD)等技术的不断推广与应用，期望隔离型原边反馈反激变换器在提升功率的同时，也需要保持其自身的便携性，这就要求提升变换器的开关频率以满足变换器功率提升与小型化的设计需求。为了提高隔离型原边反激变换器的电源转换效率与便携性，隔离型原边反馈变换器通过改进钳位电路的设计方法，采用辅助开关管代替传统的RCD钳位方式，可以有效的回收变压器漏感能量，同时实现主开关管的零电压开通。
实现主开关管的零电压导通可以极大地减小变换器的开关损耗，提升变换器的开关频率，从而实现变换器功率提升与小型化的目标，但是实现主开关管软开关，合适的死区时间是至关重要的。当死区时间过长，开关管的体二极管会导通，常用的开关管其体二极管电压可达到1.5V，因此导通损耗大大增加，而导通开关管后，电流流过沟道，其导通压降可以降到0.1V以内，因此同样的电流流过后，开关的导通损耗大大减小，所以死区时间不宜过长。当死区时间过小时，半桥电路的另一个开关管未完全关断，可能产生两个开关管同时导通的现象，使得电源和地端短路，烧毁电路，另外，由于死区时间过小，开关管的寄生电容还未完全放电至零电压，带来较大的开关损耗，这与软开关减小开关损耗的初衷相违背。最优的死区时间即是开关管电压达到零电压的瞬间。
目前常采用的第一种解决方案是固定死区时间，但是在不同输入电压与负载的情况下，最优的死区时间应该是变化的，固定的死区时间也许在不同情况下呈现或长或短，从而影响开关损耗，影响整个效率提升。第二种解决方案是通过分压电路直接采样开关管的漏源电压，但由于死区时间很短暂，需要高速高精度的采样捕捉方法来实现最优死区控制，难度较高。第三种解决方案是通过计算钳位开关管的导通时间以及控制电流谷值的大小及死区时间，但是计算控制电流谷值大小及死区时间相对繁琐，而且还需精确的控制电感电流，并且精度方面存在一定损耗，实现起来较为麻烦。因此，提出一种简单的自适应死区时间控制的软开关控制系统有很好的应用价值和前景。
发明内容
本发明人针对上述问题及技术需求，提出了原边反馈有源钳位反激变换器的自适应软开关控制系统，本发明的技术方案如下：
原边反馈有源钳位反激变换器的自适应软开关控制系统，包括主拓扑电路和闭环控制环路；
主拓扑电路采用有源钳位反激变换器结构，在变压器副边增加一个辅助绕组，辅助绕组的两端通过两个分压电阻进行电压采样，将绕组电压的反馈电压输入至闭环控制环路；在主开关管与地端之间增加电流采样电阻，并将采样电阻电压输入至闭环控制环路；
闭环控制环路包括原边电流检测模块、辅助绕组检测模块、死区时间计算模块和PWM驱动模块；原边电流检测模块的输入端接入采样电阻电压，输出端输出电流信号并连接死区时间计算模块的输入端；辅助绕组检测模块的输入端接入反馈电压，并连接PWM驱动模块，辅助绕组检测模块的输出端输出各个时间信号并连接死区时间计算模块的输入端；死区时间计算模块根据输入端接收的各个时间信号和电流信号计算主拓扑电路的主开关管和辅助开关管控制信号的死区时间，并输出给PWM驱动模块的输入端；PWM驱动模块的输出端分别连接主开关管和辅助开关管，并输出相应的控制信号控制两个开关管的通断。
其进一步的技术方案为，采样电阻电压是系统在不同工作模式下、主开关管导通阶段由电流采样电阻采样的原边电流，记为励磁电感电流的大小，工作模式包括CCM和DCM；在原边电流检测模块中，获取励磁电感电流的工作波形、通过相关推算法得到励磁电感电流的最大值和最小值，并输出给死区时间计算模块。
其进一步的技术方案为，辅助绕组检测模块包括比较器和时间计算模块，比较器的同相输入端接入反馈电压、反相输入端接入零电压，若反馈电压大于零电压，则比较器输出高电平信号至时间计算模块，否则比较器输出低电平信号至时间计算模块；
时间计算模块输入主开关管的控制信号、记为第一控制信号，输入辅助开关管的控制信号、记为第二控制信号，时间计算模块根据电平信号和控制信号的工作波形计算第一时间变量、第二时间变量、变压器去磁时间、以及一个开关周期内主开关管的导通时间和辅助开关管的导通时间，并输出给死区时间计算模块；
时间计算模块的计算方法包括：在一个开关周期内，将第一控制信号与比较器输出的电平信号的工作波形进行比较，将第一控制信号的工作波形第一次出现下降沿的时刻至电平信号的工作波形第一次出现上升沿的时刻，两个时刻的时间长度记为第一时间变量；在一个开关周期内，将第二控制信号与比较器输出的电平信号的工作波形进行比较，将第二控制信号的工作波形第二次出现下降沿的时刻至电平信号的工作波形第二次出现下降沿的时刻，两个时刻的时间长度记为第二时间变量；定义状态变量，状态变量在主开关管的非导通时间内变化，且随比较器输出的电平信号的工作波形的变化而改变，当系统的工作模式为CCM时，一个开关周期内状态变量随电平信号的工作波形由0变为1，当系统的工作模式为DCM时，一个开关周期内状态变量包括0、1、2、3，并随电平信号的工作波形依次变化，分别计算状态变量为1的时间长度，记为Tr1_temp，计算状态变量为2的时间长度，记为tvalley，若系统处于CCM时，则变压器去磁时间等于Tr1_temp，若系统处于DCM时，则变压器去磁时间等于Tr1_temp-(tvalley/2)；定义第一控制信号的工作波形第一次出现上升沿时，直至第二次出现上升沿的时间长度为一个开关周期，在开关周期内，定义第一控制信号的工作波形为高电平的时间长度为主开关管的导通时间，定义第二控制信号的工作波形为高电平的时间长度为辅助开关管的导通时间。
其进一步的技术方案为，死区时间计算模块根据输入端接收的各个时间信号和电流信号计算主拓扑电路的主开关管和辅助开关管控制信号的死区时间，包括：
时间信号包括第一时间变量tr1、第二时间变量tf1、变压器去磁时间Tr1、以及一个开关周期内主开关管的导通时间Ton1和辅助开关管的导通时间Ton2，电流信号包括励磁电感电流的最大值Ipp和最小值Ipm；
辅助开关管控制信号的死区时间表示在主开关管关断后、辅助开关管在当前开关周期第一次导通之间的时间长度，记为td1；在第一时间变量tr1期间，主开关管的漏端-源端电压从零线性上升至主拓扑电路的输入直流电压，再经过第三时间变量后，主开关管的漏端-源端电压从输入直流电压线性升高至输入直流电压与钳位电容电压之和，此时辅助开关管的漏端-源端电压为零，是导通辅助开关管的最佳时刻，因此td1由两个时间变量组成，通过对主开关管的漏端-源端电压波形进行相似三角形计算，得到：
Figure BDA0003289948660000041
其中，VCc为钳位电容电压，Vin为输入直流电压；
主开关管控制信号的死区时间表示辅助开关管在当前开关周期第二次关断后、主开关管再次导通前的时间长度，记为td2；在第二时间变量tf1期间，主开关管的漏端-源端电压从输入直流电压与钳位电容电压之和线性下降至输入直流电压，再经过第四时间变量后，主开关管的漏端-源端电压从输入直流电压线性下降至零，此时主开关管的漏端-源端电压为零，是导通主开关管的最佳时刻，因此td2由两个时间变量组成，通过对主开关管的漏端-源端电压波形进行相似三角形计算，得到：
Figure BDA0003289948660000042
当变压器的参数确定后，即已知原边漏感和励磁电感后，钳位电容电压与输入直流电压的比例关系由下式计算得到：
Figure BDA0003289948660000043
其中，Lk为原边漏感，Lm为励磁电感。
其进一步的技术方案为，自适应软开关控制系统还包括输出信息检测模块和PID计算模块，输出信息检测模块的输入端接入采样电阻电压和反馈电压，通过对两个电压信号的整合输出负载电流或者负载电压至PID计算模块的输入端；
PID计算模块的输出端连接PWM驱动模块的输入端，PID计算模块通过误差计算、PID运算补偿算法计算得到补偿控制变量。
其进一步的技术方案为，PWM驱动模块根据输入的补偿控制变量、主开关管和辅助开关管控制信号的死区时间，分别输出主开关管和辅助开关管的控制信号，使得负载电压不变、实现恒压功能，或者使得负载电流不变、实现恒流功能；
PWM驱动模块还控制主开关管和辅助开关管的控制信号满足如下时序关系：定义主开关管控制信号的工作波形第一次出现上升沿的时刻为一个开关周期的起始点，第二次出现上升沿的时刻为当前开关周期的终点和下一个开关周期的起点，记当前开关周期的长度为Ts；在当前开关周期内，在主开关管关断后计时辅助开关管控制信号的死区时间的时间长度后，导通辅助开关管，该时刻为辅助开关管控制信号的工作波形第一次出现上升沿的时刻；在当前开关周期的终点时刻时，提前主开关管控制信号的死区时间的时间长度关断辅助开关管，该时刻为辅助开关管控制信号的工作波形第二次出现下降沿的时刻，保证死区时间满足自适应要求；
最后，PWM驱动模块将计算得到的主开关管和辅助开关管的控制信号输入至辅助绕组检测模块的输入端，用于死区时间的计算。
本发明的有益技术效果是：
(1)本申请采用数字控制方式实现主开关管与辅助开关管的零电压开通，相较于模拟控制方式，成本更低，需要的元器件较少，结构更为简单，降低了电源开发成本，使电源在稳定工作时实现软开关，获得更高的工作频率，降低开关损耗，提高系统的整体效率，相对较高的工作频率消除了电源的音频噪声，系统的稳定性更好；
(2)本申请通过增加钳位电容保持时间，可以将辅助开关管分为两段相同时间导通，从而只需要间接计算原边主开关管的漏源电压由零上升到最高输出电压时间和由最高输出电压下降到零的时间，便可以得到最优死区时间；
(3)本申请根据变压器漏感与开关管的谐振情况，结合辅助绕组反馈电压采样，实现辅助开关管的自适应死区控制，实现零电压开通；
(4)本申请能够适用于隔离式或者非隔离开关电源电路结构，具备通用性、可复用性和可移植性。
附图说明
图1是本申请提供的自适应软开关控制系统的拓扑图。
图2是本申请提供的励磁电感电流的最大值Ipp和最小值Ipm的关键工作波形示意图，其中(a)表示系统工作在CCM，(b)表示系统工作在DCM。
图3是本申请提供的辅助绕组检测模块计算相关时间变量的工作波形示意图，其中(a)表示系统工作在DCM，(b)表示系统工作在CCM。
图4是本申请提供的计算主开关管控制信号的死区时间td1的关键工作波形示意图。
图5是本申请提供的计算辅助开关管控制信号的死区时间td2的关键工作波形示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。
两种工作模式：CCM(Continuous Conduction Mode，连续导通模式)主要应用于大功率负载情况，而DCM(Discontinuous Conduction Mode，非连续导通模式)主要应用于小功率负载情况，在DCM下，为了提高效率常采用的是谷底导通控制模式。对有源钳位反激变换器的结构进行创新，通过增加钳位电容Cc保持时间，减小导通损耗，以达到提高整个系统的效率，使得传统的双管控制方式发生变化，辅助开关管M2实现两次开通，在谐振谷底时实现谷底导通方式，因采用数字控制的方式，没有多余复杂的外围电路，因此成本较低，且效率显著提高。
如图1所示，原边反馈有源钳位反激变换器的自适应软开关控制系统，包括主拓扑电路和闭环控制环路。主拓扑电路采用有源钳位反激变换器结构，在变压器副边增加一个辅助绕组，辅助绕组的两端通过两个分压电阻R1、R2进行电压采样，将绕组电压的反馈电压VFB输入至闭环控制环路。在主开关管M1与地端之间增加电流采样电阻Rp，并将采样电阻电压Vp输入至闭环控制环路。由于主拓扑电路为现有电路结构，在此不详细介绍其其他结构部分。
闭环控制环路包括原边电流检测模块、辅助绕组检测模块、死区时间计算模块、输出信息检测模块、PID计算模块和PWM驱动模块。原边电流检测模块的输入端接入采样电阻电压Vp，输出端输出电流信号并连接死区时间计算模块的输入端。辅助绕组检测模块的输入端接入反馈电压VFB，并连接PWM驱动模块，辅助绕组检测模块的输出端输出各个时间信号并连接死区时间计算模块的输入端；死区时间计算模块根据输入端接收的各个时间信号和电流信号计算主拓扑电路的主开关管和辅助开关管控制信号的死区时间，并输出给PWM驱动模块的输入端。PWM驱动模块的输出端分别连接主开关管M1和辅助开关管M2，并输出相应的控制信号控制两个开关管的通断。该系统与受控的开关电源连接起来构成一个闭环，实现主开关管M1和辅助开关管M2的ZVS，减小开关损耗，从而大大提高整个系统的效率。
下面分别详细介绍闭环控制环路的各个模块的工作原理：
<1>采样电阻电压Vp是系统在不同工作模式下、主开关管导通阶段由电流采样电阻Rp采样的原边电流，记为励磁电感电流的大小。在原边电流检测模块中，利用直接采样或者间接采样获取励磁电感电流的工作波形，如图2所示，通过相关推算法得到励磁电感电流的最大值Ipp和最小值Ipm，并输出给死区时间计算模块。
<2>辅助绕组检测模块包括比较器和时间计算模块，比较器的同相输入端接入反馈电压VFB、反相输入端接入零电压0V，若VFB＞0，则比较器输出高电平信号(即Scomp_zvs＝“1”)至时间计算模块，否则比较器输出低电平信号(即Scomp_zvs＝“0”)至时间计算模块。
时间计算模块输入主开关管M1的控制信号、记为第一控制信号duty1，还输入辅助开关管M2的控制信号、记为第二控制信号duty2，时间计算模块根据电平信号Scomp_zvs和控制信号duty1、2的工作波形计算第一时间变量tr1、第二时间变量tf1、变压器去磁时间Tr1、以及一个开关周期内主开关管的导通时间Ton1和辅助开关管的导通时间Ton2，并输出给死区时间计算模块。
如图3所示，自上而下依次是主开关管第一控制信号duty1的驱动波形，辅助开关管第二控制信号duty2的驱动波形，主开关管漏端-源端电压vds1的波形，辅助开关管漏端-源端电压vds2的波形，绕组电压的反馈电压VFB的波形，比较器输出电平信号Scomp_zvs以及状态变量enable的波形。时间计算模块的计算方法包括：在一个开关周期内，将第一控制信号duty1与比较器输出的电平信号Scomp_zvs的工作波形进行比较，将第一控制信号duty1的工作波形第一次出现下降沿(即从“1”下降为“0”)的时刻至电平信号Scomp_zvs的工作波形第一次出现上升沿(即从“0”上升为“1”)的时刻，两个时刻的时间长度记为第一时间变量tr1。在一个开关周期内，将第二控制信号duty2与比较器输出的电平信号Scomp_zvs的工作波形进行比较，将第二控制信号duty2的工作波形第二次出现下降沿的时刻至电平信号Scomp_zvs的工作波形第二次出现下降沿的时刻，两个时刻的时间长度记为第二时间变量tf1。定义enable是基于duty1、duty2及Scomp_zvs的状态变量，状态变量enable在主开关管的非导通时间内变化，且随比较器输出的电平信号Scomp_zvs的工作波形的变化而改变，结合表1所示，当系统的工作模式为CCM时，一个开关周期内状态变量enable随电平信号的工作波形由0变为1，当系统的工作模式为DCM时，一个开关周期内状态变量enable包括0、1、2、3，并随电平信号Scomp_zvs的工作波形依次变化。分别计算状态变量enable为1的时间长度，记为Tr1_temp，计算状态变量enable为2的时间长度，记为tvalley，若系统处于CCM时，则变压器去磁时间Tr1等于Tr1_temp，若系统处于DCM时，则变压器去磁时间Tr1等于Tr1_temp-(tvalley/2)。定义第一控制信号duty1的工作波形第一次出现上升沿时，直至第二次出现上升沿的时间长度为一个开关周期，在开关周期内，定义第一控制信号duty1的工作波形为高电平的时间长度为主开关管M1的导通时间Ton1，定义第二控制信号duty2的工作波形为高电平的时间长度为辅助开关管M2的导通时间Ton2。
Figure BDA0003289948660000081
<3>死区时间计算模块输入的电流信号包括Ipp、Ipm，输入的时间信号包括tr1、tf1、Tr1、Ton1和Ton2，输出为辅助开关管和主开关管控制信号的死区时间td1、td2。其中，辅助开关管控制信号的死区时间表示在主开关管M1关断后、辅助开关管M2在当前开关周期第一次导通之间的时间长度，记为td1；主开关管控制信号的死区时间表示辅助开关管在当前开关周期第二次关断后、主开关管再次导通前的时间长度，记为td2。
<4>输出信息检测模块的输入端接入采样电阻电压Vp和反馈电压VFB，通过对两个电压信号的整合输出负载电流Io或者负载电压Vo至PID计算模块的输入端。由于该部分内容为现有技术，可参考专利2020110126961，因此不做详细介绍。
<5>PID计算模块的输出端连接PWM驱动模块的输入端，PID计算模块通过误差计算、PID运算补偿算法计算得到补偿控制变量Vc。由于该部分内容为现有技术，因此不做详细介绍。
<6>PWM驱动模块根据输入的补偿控制变量Vc、辅助开关管和主开关管控制信号的死区时间td1、td2，分别输出主开关管和辅助开关管的控制信号duty1、duty2，使得负载电压Vo不变、实现恒压功能，或者使得负载电流Io不变、实现恒流功能。
PWM驱动模块还控制主开关管和辅助开关管的控制信号duty1、duty2满足如下时序关系：定义主开关管控制信号duty1的工作波形第一次出现上升沿的时刻为一个开关周期的起始点，第二次出现上升沿的时刻为当前开关周期的终点和下一个开关周期的起点，记当前开关周期的长度为Ts。在当前开关周期内，在主开关管M1关断后计时辅助开关管控制信号的死区时间td1的时间长度后，导通辅助开关管M2，该时刻为辅助开关管控制信号duty2的工作波形第一次出现上升沿的时刻。在当前开关周期的终点时刻时，提前主开关管控制信号的死区时间td2的时间长度关断辅助开关管M2，该时刻为辅助开关管控制信号duty2的工作波形第二次出现下降沿的时刻，保证死区时间满足自适应要求。
最后，PWM驱动模块将计算得到的主开关管和辅助开关管的控制信号duty1、duty2输入至辅助绕组检测模块的输入端，用于死区时间的计算。
如图4所示，死区时间td1的计算方法包括：将主开关管的漏端-源端电压vds1与辅助开关管控制信号duty2的驱动波形进行对比，可知：在第一时间变量tr1期间，主开关管的漏端-源端电压vds1从零线性上升至主拓扑电路的输入直流电压，再经过第三时间变量tr2后，主开关管的漏端-源端电压vds1从输入直流电压线性升高至输入直流电压与钳位电容电压之和，此时辅助开关管的漏端-源端电压vds2为零，是导通辅助开关管M2的最佳时刻，能够获得最小的开关损耗，因此理想的死区时间td1＝tr1+tr2，通过对主开关管的漏端-源端电压波形进行相似三角形计算，得到：
Figure BDA0003289948660000091
其中，VCc为钳位电容电压，Vin为输入直流电压。
如图5所示，死区时间td2的计算方法包括：将主开关管的漏端-源端电压vds1与主开关管控制信号duty1的驱动波形进行对比，可知：在第二时间变量tf1期间，主开关管的漏端-源端电压vds1从输入直流电压与钳位电容电压之和线性下降至输入直流电压，再经过第四时间变量tf2后，主开关管的漏端-源端电压vds1从输入直流电压线性下降至零，此时主开关管的漏端-源端电压vds1为零，是导通主开关管的最佳时刻，能够获得最小的开关损耗，因此理想的死区时间td2＝tf1+tf2，通过对主开关管的漏端-源端电压波形进行相似三角形计算，得到：
Figure BDA0003289948660000101
其中，钳位电容电压与输入直流电压的比例关系可以结合图3由下面的公式推算得到，假定钳位电容Cc的容值足够大，钳位电容电压VCc近似不变。
假定辅助开关管M2在一个开关周期的导通时间为Ton2，其分为两个阶段，在前面的Ton2/2的时间内，原边漏感Lk的电流从峰值电流Ipp线性下降至零，在后半段Ton2/2的时间内，原边漏感Lk的电流从零线性减小至-Ipp。因此VCc可以通过Lk、Ipp、Ton2得到，表达式记为式(3)，其中nps为原边副边绕组的匝数比。
Figure BDA0003289948660000102
同样地，在主开关管M1导通阶段，即Ton1阶段，Vin可以通过Lm、Lk、Ipp、Ipm、Ton1计算得到，记为表达式(4)。
Figure BDA0003289948660000103
在励磁电感电流的去磁阶段，即输出二极管存在电流的时间阶段，可以通过Lm、Lk、Ipp、Ipm、Tr1计算得到负载电压Vo的大小，表达式记为式(5)。
Figure BDA0003289948660000104
将式(5)代入式(3)，再与式(4)进行相除，即基于以上关系可以计算得到Vin与VCc的比例关系，表达式记为式(6)。当变压器的参数确定后，即已知原边漏感和励磁电感后，可以通过相关时间变量计算VCc与Vin的比例关系。
Figure BDA0003289948660000105
其中，Lk为原边漏感，Lm为励磁电感。
以上所述的仅是本申请的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.原边反馈有源钳位反激变换器的自适应软开关控制系统，其特征在于，包括主拓扑电路和闭环控制环路；
所述主拓扑电路采用有源钳位反激变换器结构，在变压器副边增加一个辅助绕组，所述辅助绕组的两端通过两个分压电阻进行电压采样，将绕组电压的反馈电压输入至所述闭环控制环路；在主开关管与地端之间增加电流采样电阻，并将采样电阻电压输入至所述闭环控制环路；
所述闭环控制环路包括原边电流检测模块、辅助绕组检测模块、死区时间计算模块和PWM驱动模块；所述原边电流检测模块的输入端接入所述采样电阻电压，输出端输出电流信号并连接所述死区时间计算模块的输入端；所述辅助绕组检测模块的输入端接入所述反馈电压，并连接所述PWM驱动模块，所述辅助绕组检测模块的输出端输出各个时间信号并连接所述死区时间计算模块的输入端；所述死区时间计算模块根据输入端接收的各个时间信号和电流信号计算所述主拓扑电路的主开关管和辅助开关管控制信号的死区时间，并输出给所述PWM驱动模块的输入端；所述PWM驱动模块的输出端分别连接所述主开关管和辅助开关管，并输出相应的控制信号控制两个开关管的通断。
2.根据权利要求1所述的自适应软开关控制系统，其特征在于，所述采样电阻电压是系统在不同工作模式下、主开关管导通阶段由电流采样电阻采样的原边电流，记为励磁电感电流的大小，所述工作模式包括CCM和DCM；在所述原边电流检测模块中，获取所述励磁电感电流的工作波形、通过相关推算法得到所述励磁电感电流的最大值和最小值，并输出给所述死区时间计算模块。
3.根据权利要求1所述的自适应软开关控制系统，其特征在于，所述辅助绕组检测模块包括比较器和时间计算模块，所述比较器的同相输入端接入所述反馈电压、反相输入端接入零电压，若所述反馈电压大于所述零电压，则所述比较器输出高电平信号至所述时间计算模块，否则所述比较器输出低电平信号至所述时间计算模块；
所述时间计算模块输入所述主开关管的控制信号、记为第一控制信号，输入所述辅助开关管的控制信号、记为第二控制信号，所述时间计算模块根据电平信号和控制信号的工作波形计算第一时间变量、第二时间变量、变压器去磁时间、以及一个开关周期内所述主开关管的导通时间和辅助开关管的导通时间，并输出给所述死区时间计算模块；
所述时间计算模块的计算方法包括：在一个开关周期内，将所述第一控制信号与比较器输出的电平信号的工作波形进行比较，将所述第一控制信号的工作波形第一次出现下降沿的时刻至所述电平信号的工作波形第一次出现上升沿的时刻，两个时刻的时间长度记为所述第一时间变量；在一个开关周期内，将所述第二控制信号与比较器输出的电平信号的工作波形进行比较，将所述第二控制信号的工作波形第二次出现下降沿的时刻至所述电平信号的工作波形第二次出现下降沿的时刻，两个时刻的时间长度记为所述第二时间变量；定义状态变量，所述状态变量在所述主开关管的非导通时间内变化，且随所述比较器输出的电平信号的工作波形的变化而改变，当系统的工作模式为CCM时，一个开关周期内所述状态变量随所述电平信号的工作波形由0变为1，当系统的工作模式为DCM时，一个开关周期内所述状态变量包括0、1、2、3，并随所述电平信号的工作波形依次变化，分别计算所述状态变量为1的时间长度，记为Tr1_temp，计算所述状态变量为2的时间长度，记为tvalley，若系统处于所述CCM时，则所述变压器去磁时间等于所述Tr1_temp，若系统处于所述DCM时，则所述变压器去磁时间等于Tr1_temp-(tvalley/2)；定义所述第一控制信号的工作波形第一次出现上升沿时，直至第二次出现上升沿的时间长度为一个开关周期，在所述开关周期内，定义所述第一控制信号的工作波形为高电平的时间长度为所述主开关管的导通时间，定义所述第二控制信号的工作波形为高电平的时间长度为所述辅助开关管的导通时间。
4.根据权利要求1所述的自适应软开关控制系统，其特征在于，所述死区时间计算模块根据输入端接收的各个时间信号和电流信号计算所述主拓扑电路的主开关管和辅助开关管控制信号的死区时间，包括：
所述时间信号包括第一时间变量tr1、第二时间变量tf1、变压器去磁时间Tr1、以及一个开关周期内所述主开关管的导通时间Ton1和辅助开关管的导通时间Ton2，所述电流信号包括励磁电感电流的最大值Ipp和最小值Ipm；
辅助开关管控制信号的死区时间表示在所述主开关管关断后、所述辅助开关管在当前开关周期第一次导通之间的时间长度，记为td1；在所述第一时间变量tr1期间，所述主开关管的漏端-源端电压从零线性上升至所述主拓扑电路的输入直流电压，再经过第三时间变量后，所述主开关管的漏端-源端电压从所述输入直流电压线性升高至输入直流电压与钳位电容电压之和，此时所述辅助开关管的漏端-源端电压为零，是导通所述辅助开关管的最佳时刻，因此td1由两个时间变量组成，通过对所述主开关管的漏端-源端电压波形进行相似三角形计算，得到：
Figure FDA0003289948650000031
其中，VCc为钳位电容电压，Vin为输入直流电压；
主开关管控制信号的死区时间表示所述辅助开关管在当前开关周期第二次关断后、所述主开关管再次导通前的时间长度，记为td2；在所述第二时间变量tf1期间，所述主开关管的漏端-源端电压从输入直流电压与钳位电容电压之和线性下降至输入直流电压，再经过第四时间变量后，所述主开关管的漏端-源端电压从所述输入直流电压线性下降至零，此时所述主开关管的漏端-源端电压为零，是导通所述主开关管的最佳时刻，因此td2由两个时间变量组成，通过对所述主开关管的漏端-源端电压波形进行相似三角形计算，得到：
Figure FDA0003289948650000032
当变压器的参数确定后，即已知原边漏感和励磁电感后，所述钳位电容电压与输入直流电压的比例关系由下式计算得到：
Figure FDA0003289948650000033
其中，Lk为原边漏感，Lm为励磁电感。
5.根据权利要求1-4任一所述的自适应软开关控制系统，其特征在于，所述自适应软开关控制系统还包括输出信息检测模块和PID计算模块，所述输出信息检测模块的输入端接入所述采样电阻电压和反馈电压，通过对两个电压信号的整合输出负载电流或者负载电压至所述PID计算模块的输入端；
所述PID计算模块的输出端连接所述PWM驱动模块的输入端，所述PID计算模块通过误差计算、PID运算补偿算法计算得到补偿控制变量。
6.根据权利要求5所述的自适应软开关控制系统，其特征在于，所述PWM驱动模块根据输入的补偿控制变量、主开关管和辅助开关管控制信号的死区时间，分别输出所述主开关管和辅助开关管的控制信号，使得负载电压不变、实现恒压功能，或者使得负载电流不变、实现恒流功能；
所述PWM驱动模块还控制所述主开关管和辅助开关管的控制信号满足如下时序关系：定义主开关管控制信号的工作波形第一次出现上升沿的时刻为一个开关周期的起始点，第二次出现上升沿的时刻为当前开关周期的终点和下一个开关周期的起点，记当前开关周期的长度为Ts；在当前开关周期内，在所述主开关管关断后计时所述辅助开关管控制信号的死区时间的时间长度后，导通所述辅助开关管，该时刻为辅助开关管控制信号的工作波形第一次出现上升沿的时刻；在当前开关周期的终点时刻时，提前所述主开关管控制信号的死区时间的时间长度关断所述辅助开关管，该时刻为辅助开关管控制信号的工作波形第二次出现下降沿的时刻，保证死区时间满足自适应要求；
最后，所述PWM驱动模块将计算得到的所述主开关管和辅助开关管的控制信号输入至所述辅助绕组检测模块的输入端，用于死区时间的计算。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20180287481A1 (en) * 2017-04-03 2018-10-04 Texas Instruments Incorporated Switching Time Optimizer for Soft Switching of An Isolated Converter
CN109995228A (zh) * 2017-12-29 2019-07-09 东南大学 原边反馈反激式电源ccm模式下的死区时间自动优化系统
CN112117905A (zh) * 2019-06-20 2020-12-22 东南大学 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
CN112271937A (zh) * 2020-09-24 2021-01-26 南京理工大学 一种原边反馈恒流控制系统
CN112994470A (zh) * 2021-03-24 2021-06-18 南京理工大学 原边反馈有源钳位反激变换器、控制器及控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20180287481A1 (en) * 2017-04-03 2018-10-04 Texas Instruments Incorporated Switching Time Optimizer for Soft Switching of An Isolated Converter
CN109995228A (zh) * 2017-12-29 2019-07-09 东南大学 原边反馈反激式电源ccm模式下的死区时间自动优化系统
CN112117905A (zh) * 2019-06-20 2020-12-22 东南大学 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
CN112271937A (zh) * 2020-09-24 2021-01-26 南京理工大学 一种原边反馈恒流控制系统
CN112994470A (zh) * 2021-03-24 2021-06-18 南京理工大学 原边反馈有源钳位反激变换器、控制器及控制方法

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