CN112994470B - 原边反馈有源钳位反激变换器、控制器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种原边反馈有源钳位反激变换器、控制器及控制方法，基于有源钳位反激变换器的主拓扑电路，所述控制器包括电流采样模块、电流估算模块、峰值电流补偿模块、周期导通控制模块、驱动模块、谷底导通模块、恒流多模式控制模块、PID模块以及模式切换判断模块，该控制器与受控的开关电源连接起来构成一个闭环；本发明谷底导通模块的谷底导通方式，使得系统工作在恒流输出情况下，辅助开关管始终在谷底时开通，从而大大提高整个变换器的效率。

Description

原边反馈有源钳位反激变换器、控制器及控制方法

技术领域

本发明涉及隔离型变换器技术领域，尤其涉及原边反馈有源钳位反激变换器、控制器及控制方法。

背景技术

随着技术发展，开关电源广泛应用于中小功率场合，隔离型开关电源能实现输入与输出的电气隔离，具有安全隔离及可靠性高的特点。隔离型有源钳位反激变换器通过改进钳位电路，替代传统的RCD钳位方式，在回收变压器漏感能量的同时，可以实现开关管的软开关，极大地减小变换器的开关损耗，提升变换器的开关频率，因为传统有源钳位反激变换器采用光耦器件将输出电压、电流信号传递到原边控制电路来实现原边开关管的控制。由于光耦本身老化、温升以及非线性等原因，影响精度与效率，而原边反馈(PSR)省去了光耦、降低电路复杂程度，可以有效提高精度与效率及稳定性，所以现在大多数反激变换器都采用PSR 控制，为了提高原边反馈反激式开关电源的功率应用范围，必然要求开关电源有一个更高的功率输出。因此目前的边反馈有源钳位反激变换器具有成本高、效率低的缺点。

发明内容

本发明的目的在于提供一种原边反馈有源钳位反激变换器、控制器及控制方法，通过谷底导通控制方式，降低了电源开发成本且提高了效率。

实现本发明目的的技术解决方案为：

一种原边反馈有源钳位反激变换器，包括变压器、原边电路、副边电路、第一比较器、第二比较器、第三比较器、DAC以及控制器；

所述变压器的原边绕组连接原边电路，变压器的副边绕组连接副边电路；

所述原边电路的采样点压通过第一比较器、第二比较器分别与DAC输出的两个模拟量进行比较；比较结果输入至控制器；

所述副边电路的采样电压通过第三比较器与零电压进行比较，比较结果输入至控制器；

所述DAC用于将控制器输出的数字量转化为模拟量；

所述控制器通过谷底导通的方式控制主开关管和辅助开关管的导通时间，进而控制原边反馈有源钳位反激变换器输出。

一种原边反馈有源钳位反激变换器的控制器，包括电流采样模块、电流估算模块、峰值电流补偿模块、周期导通控制模块、驱动模块、谷底导通模块、恒流多模式控制模块、PID模块以及模式切换判断模块；其中：

电流采样模块的输入为变换器的辅助绕组反馈电压Vaux与零电压的比较值Scomp，比较值Scomp用于使能状态enable的判断，输出去磁时间信号和采样谐振周期tvalley；

电流估算模块的输入为电流采样模块输出的去磁时间信号、谷底导通模块输出的谷底导通周期Ts_D、恒流多模式控制模块输出的控制周期Ts_c以及峰值电流补偿模块输出的原边电流补偿值，其输出电流计算量Io_cal与电流考量Iref至 PID模块；

PID模块的输入信号为电流计算量Io_cal与电流考量Iref，PID模块通过比例微分积分运算输出电流至恒流多模式控制模块进行模式控制；

恒流多模式控制模块根据PID模块的运算结果，结合模式切换判断模块的输出量，进行模式控制运算，得到PFM模式下的周期T_ctrl_pfm、PWM模式下的周期T-ctrl-pwm、控制周期Ts_c与峰值电流值Vpp_d，峰值电流值Vpp_d与其成比例的变量Vpm_d进入峰值电流补偿模块进行原边电流的补偿运算，输出周期 T_ctrl_pfm至谷底导通模块，作为谷底导通周期的起始判断量，T_ctrl_pfm和T-ctrl -pwm一起作为控制周期Ts_c输入至电流估算模块；

模式切换判断模块用于对变换器的工作模式的判断，工作模式包括DCM模式、PWM模式与PFM模式，DCM模式下进行谷底导通，PWM模式与PFM模式作用于恒流多模式控制模块；

谷底导通模块的输入信号为电流采样模块输出的采样谐振周期tvalley、恒流多模式控制模块的输出信号T_ctrl_pfm或模式切换判断模块在DCM模式下的输出值，谷底导通模块根据变压器漏感与开关管的寄生电容谐振状态进行判断导通，其初始开关周期为PFM模式下的周期T_ctrl_pfm，开关点逐渐向第一个谷底点逼近再次达到稳定时，输出谷底导通周期Ts_D分别至周期导通控制模块和电流估算模块；

周期导通控制模块的输入为恒流多模式控制模块输出的不同模式下的周期以及谷底导通周期Ts_D，其输出主开关管的驱动信号duty_main_d与辅助开关管的驱动信号duty_sr_d信号至驱动模块；

驱动模块用于将输入的驱动信号转换为相应的模拟信号，控制主开关管和控制辅助管的开关与断开；

峰值电流补偿模块的输入为Scomp1、Scomp2以及恒流多模式控制模块输出的Vpp_d与Vpm_d，Scomp1、Scomp2为原边采样电阻的采样电压Vp与DAC输出的两个模拟量分别输入比较器得到的结果，DAC的输入是恒流多模式控制模块输出的Vpp_d与Vpm_d；峰值电流补偿模块经过模块内部运算求得实际的原边电流值Vpp_act。

进一步的，所述谷底导通模块基于谐振的谷底点实现开关管的导通，在漏源电压Vds_sr振荡期间的谷底进行辅助管开关管的导通，通过辅助绕组采样电压 Vaux波形判断谷底导通是否实现。

进一步的，所述使能状态enable为7个状态，在发出驱动信号与时间驱动信号之间设定，enable为0，在主开关管导通时候变为1，当比较器翻转之后，变为状态2，所述电流采样模块根据比较器结果Scomp依次对使能状态信号enable进行3、 4、5、4、3的切换，根据切换的顺序，判断对应的谐振个数，在辅助管驱动信号 duty_sr发出之后，使能状态信号跳变为6，在下一个主管导通驱动信号发出，进行下一个周期的状态判断。

进一步的，所述谷底导通模块谷底导通的具体计算公式为：

其中，counter_T是周期计数器，T_ctrl_pi是恒流多模式控制模块的输出变量周期，初始值为T_ctrl_pfm，td2是辅助管与主管之间的死区时间，ton_sr是辅助管的导通时间。

进一步的，当使能状态信号enable为4时，另计数器为counter_tvalley，满足下式时辅助管再次导通：

其中，Td表示开关管的延迟时间，counter_tvalley为使能状态信号enable为4的计数器。

进一步的，所述Td为80ns。

进一步的，所述谷底导通模块使辅助开关管导通在第一个谷底。

一种原边反馈有源钳位反激变换器的控制方法，包括：

电流采样模块根据第三比较器的比较结果输出去磁时间信号和采样谐振周期tvalley至电流估算模块；

电流估算模块根绝峰值电流补充模块、电流采样模块、谷底导通模块和恒流多模式控制模块的输出电流计算量Io_cal与电流考量Iref至PID模块；

PID模块通过比例微分积分运算输出电流至恒流多模式控制模块进行模式控制；

恒流多模式控制模块根据PID模块的运算结果，结合模式切换判断模块的输出量，进行模式控制运算，输出PFM模式下的周期T_ctrl_pfm、PWM模式下的周期T-ctrl-pwm、控制周期Ts_c与峰值电流值Vpp_d；

谷底导通模块根据模式切换判断模块和恒流多模式控制模块的输出，输出谷底导通周期Ts_D分别至周期导通控制模块和电流估算模块；

周期导通控制模块输出主开关管的驱动信号duty_main_d与辅助开关管的驱动信号duty_sr_d信号至驱动模块；

驱动模块将输入的驱动信号转换为相应的模拟信号，控制主开关管和控制辅助管的开关与断开。

与现有技术相比，本发明的显著优点为：

(1)本发明采用简单的DAC单元与比较器，通过采样辅助绕组反馈电压，经过比较器运算，可以变换器的数字控制，应用于CCM模式与DCM模式，本发明在控制实现上简单、灵活、易于实现，免去了副边对于输出电压的采样电路，降低了电源开发成本；

(2)通过辅助绕组采样电压、原边采样电阻采样电压，三个比较器与一个 DAC，实现模拟与数字控制器的交互；

(3)本发明根据变压器漏感与开关管的谐振情况，结合辅助绕组反馈电压采样，实现辅助开关管的自适应谷底导通；

(4)本发明能够适用于隔离式或者非隔离开关电源电路结构，具备通用性、可复用性和可移植性。

附图说明

图1是本发明原边反馈有源钳位反激变换器的电路原理框图。

图2是DCM模式下的电压工作波形示意图。

图3是使能状态判断示意图。

图4是谷底导通实现方法原理示意图。

图5(a)是谷底导通开关管寻找谷底的第一种情况示意图。

图5(b)是谷底导通开关管寻找谷底的第二种情况示意图。

图5(c)是谷底导通开关管寻找谷底的第三种情况示意图。

图6是DCM模式下谷底导通实测波形示意图。

具体实施方式

CCM主要应用于大功率负载情况，而DCM主要应用于小功率负载情况，而在DCM模式下，为了提高效率常采用的是谷底导通控制模式。有源钳位反激变换器的结构创新，通过增加钳位电容保持时间，减小导通损耗，以达到提高整个系统的效率，使得传统的双管控制方式发生变化，辅助管实现两次开通，在谐振谷底时实现谷底导通方式，因采用数字控制的方式，没有多余复杂的外围电路，因此成本较低，且可以显著提高效率。

图1为一种原边反馈有源钳位反激变换器，主要包括原边反馈有源钳位反激变换器主拓扑电路与控制器两部分，主拓扑电路主要是以传统反激变换器为基础，移除光耦，通过增加变压器辅助绕组的方式，进行采样，完成原副边的通讯；主拓扑电路的输入为交流电AC，经过桥式整流与滤波电容Cin之后，可以获得低频稳定的直流电压，有源钳位反激电路，移除了传统的RCD钳位方式，采用辅助开关管M2代替传统的二极管，与钳位电容Csn共同构成钳位电路，对主开关管 M1进行保护，为实现原副边的信息传递，变压器通过在原边增加辅助绕组的方式，通过分压电阻R1与R2进行电压的采样，采样电压Vaux经过比较器与零电压进行比较，比较结果为Scomp，比较结果输入控制器参与运算，原边电流的采样通过采样电阻Rp进行转换，原边采样电阻的采样电压Vp经过两个比较器Comp，与控制器输出的数字量经过DAC之后的模拟量进行比较，比较结果分别为 Scomp1与Scomp2，比较结果进入控制器，参与运算，开关管由驱动信号duty_main 与duty_sr进行控制。即：

一种原边反馈有源钳位反激变换器，包括变压器、原边电路、副边电路、第一比较器、第二比较器、第三比较器、DAC以及控制器；

所述变压器的原边绕组连接原边电路，变压器的副边绕组连接副边电路；

所述原边电路的采样点压通过第一比较器、第二比较器分别与DAC输出的两个模拟量进行比较；比较结果输入至控制器；

所述副边电路的采样电压通过第三比较器与零电压进行比较，比较结果输入至控制器；

所述DAC用于将控制器输出的数字量转化为模拟量；

所述控制器通过谷底导通的方式控制主开关管和辅助开关管的导通时间，进而控制原边反馈有源钳位反激变换器输出。

本发明设计的控制器为恒流控制器，包括电流采样模块、电流估算模块、峰值电流补偿模块、周期导通控制模块、驱动模块、谷底导通模块、恒流多模式控制模块、PID模块以及模式切换判断模块，该控制器与受控的开关电源连接起来构成一个闭环；

电流采样模块用于采集恒流算法所需的基本参数，电流采样模块的输入信号是辅助绕组反馈电压Vaux与零电压的比较值Scomp，主要是用于使能状态enable 的判断，其用作工作模式的判断即DCM模式与CCM模式的识别，去磁时间信号 Tr的采样，作为电流估算模块的输入信号，变压器漏感与开关管的寄生电容发生谐振，其谐振周期tvalley的采样谐振周期tvalley用于谷底导通模块的计算；

电流估算模块的输入是由电流采样模块采样得到的去磁时间信号Tr，由谷底导通模块输出的谷底导通周期Ts_D，恒流多模式控制模块输出的控制周期值 Ts_c，以及由峰值电流补偿模块输出的时间变量与经过时间变量补偿运算后的原边电流补偿值；其输出电流计算量Io_cal与电流考量Iref至PID模块；

PID模块的输入信号为电流估算模块的输出信号Io_cal，与给定的参考量Iref，PID模块主要是指比例微分积分运算，将计算量Io_cal无限逼近于Iref的一个调节算法，其输出结果进入恒流多模式控制模块进行模式控制；

恒流多模式控制模块根据PID模块的运算结果，结合模式切换判断模块的输出量，进行模式控制运算，得到PFM模式下的周期T_ctrl_pfm、PWM模式下的周期T-ctrl-pwm、控制周期Ts_c与峰值电流值Vpp_d，峰值电流值Vpp_d与其成比例的变量Vpm_d进入峰值电流补偿模块进行原边电流的补偿运算，输出周期 T_ctrl_pfm至谷底导通模块，作为谷底导通周期的起始判断量，T_ctrl_pfm和T-ctrl -pwm一起作为控制周期Ts_c输入至电流估算模块；

模式切换判断模块主要对恒流控制器的工作模式进行判断，工作模式包括 DCM模式、PWM模式与PFM模式(CCM模式下包括PWM模式与PFM模式)，三种工作情况，DCM模式下进行谷底导通，CCM模式下PWM模式与PFM模式控制；

周期导通控制模块的主要的输入量是不同模式下的开关周期以及谷底导通周期Ts_D(谷底导通后的开关周期)，其输出主开关管的驱动信号duty_main_d 与辅助开关管的驱动信号duty_sr_d信号，驱动信号进入驱动模块；

驱动模块的输入是周期导通控制模块的输出量，主开关管驱动信号是数字量duty_main_d，辅助管驱动信号是数字量duty_sr_d，它们经过驱动模块，输出相应的模拟信号，duty_main与duty_sr，用于主拓扑中的主开关管M1与辅助管M2 的开关断；

峰值电流补偿模块的输入是Scomp1、Scomp2以及恒流多模式控制模块输出的Vpp_d与Vpm_d，Scomp1、Scomp2为原边采样电阻的采样电压Vp与DAC输出的两个模拟量分别输入比较器得到的结果，DAC的输入是恒流多模式控制模块输出的Vpp_d与Vpm_d；峰值电流补偿模块经过模块内部运算求得实际的原边电流值Vpp_act，实现原边电流的补偿；

谷底导通模块的输入信号是电流采样模块输出的采样谐振周期tvalley、恒流多模式控制模块的输出信号T_ctrl_pfm或模式切换判断模块在DCM模式下的输出值，谷底导通模块根据变压器漏感与开关管的寄生电容谐振状态进行判断导通，同时峰值控制电流非固定不变，初始开关周期来自于PFM模式，为了再次达到稳定，开关点逐渐向第一个谷底点逼近，输出谷底导通周期Ts_D分别至周期导通控制模块和电流估算模块；谷底导通模块主要根据变压器漏感与开关管的寄生电容谐振状态进行判断导通，当开关管的漏源电压达到谐振谷底时，进行开关管的导通，效率可以明显得到提高。

图2是DCM模式下的电压工作波形示意图，DCM模式下典型的特征就是，下一次开关导通之前存在一个谐振，也即死区时间，谷底导通实现便是基于谐振的谷底点实现开关管的导通，以达到减小损耗，提高效率的目的，即在电源工作时，开关管存在的开关损耗在整个损耗中占有一定的比率，因此减小损耗的方法对开关管进行谷底导通控制，辅助管开关管的漏源电压为Vds_sr与流过开关管的漏极电流存在一个交叉过程，当Vds_sr越小，其开关损耗越小，因此可以在漏源电压 Vds_sr振荡期间的谷底进行辅助管开关管的导通。示意图从上至下依次是主管驱动信号duty_main波形，辅助管驱动信号duty_sr波形，主开关管的漏源电压 Vds_main，辅助管的漏源电压Vds_sr，辅助绕组采样电压Vaux波形。因为有源钳位采样的是半桥的结构，主开关管的漏端是辅助管的源端，因此主开关管的漏源电压Vds_main与辅助管的漏源电压Vds_sr是相对应的，故主开关管的谐振峰值是辅助管的谐振谷底，因此辅助管的谷底导通，可以通过主开关管的漏源电压 Vds_main进行判断，因为无法直接检测，故可以通过引入的辅助绕组波形进行判断，因此可以通过判断Vaux来判断谷底导通是否实现。

图3是使能状态判断图，使能状态信号enable是整个算法都需要关联的变量，DCM模式下，根据主管的驱动信号duty_main与实际的驱动信号 duty_main_act与辅助绕组采样电压的波形，将DCM模式下的工作状态enable 化为7个状态，在发出驱动信号与时间驱动信号之间设定，enable为0，在主开关管导通时候变为1，当比较器翻转之后，变为状态2，在状态判断的时候，需要注意规避毛刺等干扰，因此可以选择屏蔽几个时钟，避免状态的误判，对复合多模式选择以及DCM与CCM的工作模式判断都会产生影响，从而影响对应的电流计算公式，影响到整个输出电流精度。考虑到变压器漏感与开关管的寄生电容之间的谐振，根据比较器结果依次对使能状态信号enable进行3、4、5、4、3 的切换，根据切换的顺序，判断对应的谐振个数，在辅助管驱动信号duty_sr发出之后，使能状态信号跳变为6，在下一个主管导通驱动信号发出，进行下一个周期的状态判断。

图4谷底导通实现方法原理示意图，从上往下依次是主管驱动信号duty_main，辅助管驱动信号duty_sr，辅助绕组电压采样波形Vaux，过零比较信号czvs，使能状态信号enable，现给出谷底导通的具体计算公式(1)

其中T_ctrl_pi是多模式控制模块输出变量，td2是辅助管与主管之间的死区时间，ton_sr是辅助管的导通时间。

当使能状态信号enable为4时，给定一个计数器，命名为counter_tvalley，通过表达式(2)的计算方式，进行计数，其中Td表示的是开关管的延迟时间，一般是8个clk的时钟，本设计中大约80ns的延迟，当计数器结果达到设定值，辅助管再次导通，谷底导通实现。

实际的谷底导通算法实现可以分为三种情况，分别如图5(a)，图5(b)，图5(c)所示，现分别就三种情况作具体分析。本专利设计的辅助管实现谷底导通应用在DCM模式下，即多模式切换提高效率与精度时，为了规避BCM模式而引入的一种控制方式，给定初始的开关周期T_ctrl_pi，此开关周期是上一个工作模式的开关周期，即在多模式中，检测到BCM模式，并稳定工作一定周期之后，PID调节无法稳定在CCM模式，依旧处于BCM模式时，多模式控制模块进行模式的切换，即将BCM模式切换至DCM模式，BCM来源于PFM模式的PI调节值，在此调节值基础上寻找谷底，对谷底进行了限制，即稳定导通在第一个谐振谷底。由于BCM给定的周期并不确定，在不同负载情况下，PFM可能以BCM模式赋周期值，也可能以DCM模式赋周期值，特别是在高压轻载的情况下，稳定的PFM模式存在不止一个谷底。图5(a)是以BCM模式为例的第一种情况，在累加一个1/2谐振周期之后，依旧达不到第一个谷底值，对应的是辅助绕组采样电压无法达到峰值点，对应的使能状态1、2、3、6，即在辅助管对应的峰值之前的状态。此时继续下一次的寻找，将此时的开关周期作为下一次谷底导通寻找的初始判断周期，进行1/2谐振周期的累加。

图5(b)所示，此时进入谷底导通判断的第二种情况，此种情况分为两种成因，第一种是直接从DCM继承，即从PFM稳定DCM工作状态顺延下来，然后以对应的开关周期进行谐振谷底点的寻找，谷底点对应的Vaux的峰值点寻找方式具体可以分析为，在使能状态enable从3变为4，设置一个计数器 counter_tvalley，进行计数，当计数器达到设定值，即辅助绕组电压谐振达到谐振峰值，辅助管驱动信号发出，辅助管再次导通，实现辅助管的谷底导通，使能状态enable主要为1、2、3、4、6。

图5(c)所示是第三种情况，即辅助绕组电压Vaux存在不止一个谐振峰值点，在本设计中，PFM模式设置了一定的稳定时间，并且PFM模式给定的峰值电流值较高，同时限制了PFM模式的上下限，故DCM稳定时，不会存在多个峰值点的情况。以图5(c)为稳定状态时，导通点已经超过了Vaux的峰值点，因此需要往前推一个峰值点或者向后推一个峰值点，因为在DCM+tvalley模式，电流峰值并非固定，因此随着能量自提高，峰值点向前寻找，最后稳定在第一个峰值点导通，实现辅助管的谷底导通，使能状态enable主要为1、2、3、4、5、 6。

所述原边反馈有源钳位反激变换器的控制方法，包括：

电流采样模块根据第三比较器的比较结果输出去磁时间信号和采样谐振周期tvalley至电流估算模块；

电流估算模块根绝峰值电流补充模块、电流采样模块、谷底导通模块和恒流多模式控制模块的输出电流计算量Io_cal与电流考量Iref至PID模块；

PID模块通过比例微分积分运算输出电流至恒流多模式控制模块进行模式控制；

恒流多模式控制模块根据PID模块的运算结果，结合模式切换判断模块的输出量，进行模式控制运算，输出PFM模式下的周期T_ctrl_pfm、PWM模式下的周期T-ctrl-pwm、控制周期Ts_c与峰值电流值Vpp_d；

谷底导通模块根据模式切换判断模块和恒流多模式控制模块的输出，输出谷底导通周期Ts_D分别至周期导通控制模块和电流估算模块；

周期导通控制模块输出主开关管的驱动信号duty_main_d与辅助开关管的驱动信号duty_sr_d信号至驱动模块；

驱动模块将输入的驱动信号转换为相应的模拟信号，控制主开关管和控制辅助管的开关与断开。

实施例

实施例基于所述的原边反馈有源钳位反激变换器、控制器及控制方法，实现谷底导通，原边反馈有源钳位反激变换器分别采用210Vac与220Vac作为输入， DCM模式下的实测稳态波形如图6所示，上面是辅助绕组的电压采样Vaux波形，每20V一格，下面的是辅助管的驱动波形Duty_sa，每2V一格，从图6中可以看出在辅助绕组的谐振峰值处，辅助管开通，原边辅助绕组波形对应的是峰值，则辅助管的Vds_sr便是谷底值，因此由实测波形可知，控制方法可实现辅助管的谷底导通。

本发明采用简单的DAC单元与比较器，通过采样辅助绕组反馈电压，经过比较器运算，可以变换器的数字控制，应用于CCM模式与DCM模式，本发明在控制实现方法上简单，灵活，易于实现，免去了副边对于输出电压的采样电路，降低了电源开发成本；本发明在原理、思路上的创新是带来这一优势的最根本的原因。该系统主要适用于DCM工作模式。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明，在此描述的本发明可以有许多变化，在其他开关电源中都可以使用恒流算法控制，这种变化不能人为偏离本发明的精神和范围。因此，所有对本领域技术人员显而易见的改变，都应包括在本权利要求书的涵盖范围之内。

Claims (7)

1.一种原边反馈有源钳位反激变换器，其特征在于，包括变压器、原边电路、副边电路、第一比较器、第二比较器、第三比较器、DAC以及控制器；

所述变压器的原边绕组连接原边电路，变压器的副边绕组连接副边电路；

所述原边电路的原边电流的采样电压通过第一比较器、第二比较器分别与DAC输出的两个模拟量进行比较；比较结果输入至控制器；

所述副边电路的输出电压的采样电压通过第三比较器与零电压进行比较，比较结果输入至控制器；

所述DAC用于将控制器输出的数字量转化为模拟量；

所述控制器通过谷底导通的方式控制主开关管和辅助开关管的导通时间，进而控制原边反馈有源钳位反激变换器输出，其中所述辅助开关管用于实现有源钳位；

所述控制器包括去磁时间信号和采样谐振周期计算模块、电流估算模块、峰值电流补偿模块、周期导通控制模块、驱动模块、谷底导通模块、恒流多模式控制模块、PID模块以及模式切换判断模块；其中：

去磁时间信号和采样谐振周期计算模块的输入为变换器的辅助绕组反馈电压Vaux与零电压的比较值Scomp，比较值Scomp用于使能状态enable的判断，输出去磁时间信号和采样谐振周期tvalley；

电流估算模块的输入为去磁时间信号和采样谐振周期计算模块输出的去磁时间信号、谷底导通模块输出的谷底导通周期Ts_D、恒流多模式控制模块输出的控制周期Ts_c以及峰值电流补偿模块输出的原边电流补偿值，其输出电流计算量Io_cal与电流参考量Iref至PID模块；

PID模块的输入信号为电流计算量Io_cal与电流参考量Iref，PID模块通过比例微分积分运算输出电流至恒流多模式控制模块进行模式控制；

恒流多模式控制模块根据PID模块的运算结果，结合模式切换判断模块的输出量，进行模式控制运算，得到PFM模式下的周期T_ctrl_pfm、PWM模式下的周期T-ctrl-pwm、控制周期Ts_c与峰值电流值Vpp_d，峰值电流值Vpp_d与其成比例的变量Vpm_d进入峰值电流补偿模块进行原边电流的补偿运算，输出周期T_ctrl_pfm至谷底导通模块，作为谷底导通周期的起始判断量，T_ctrl_pfm和T-ctrl-pwm一起作为控制周期Ts_c输入至电流估算模块；

模式切换判断模块用于对变换器的工作模式的判断，工作模式包括DCM模式、PWM模式与PFM模式，DCM模式下进行谷底导通，PWM模式与PFM模式作用于恒流多模式控制模块；

谷底导通模块的输入信号为去磁时间信号和采样谐振周期计算模块输出的采样谐振周期tvalley、恒流多模式控制模块的输出信号T_ctrl_pfm或模式切换判断模块在DCM模式下的输出值，谷底导通模块根据变压器漏感与开关管的寄生电容谐振状态进行判断导通，初始开关周期为PFM模式下的周期T_ctrl_pfm，输出谷底导通周期Ts_D分别至周期导通控制模块和电流估算模块；

周期导通控制模块的输入为恒流多模式控制模块输出的不同模式下的周期以及谷底导通周期Ts_D，其输出主开关管的驱动信号duty_main_d与辅助开关管的驱动信号duty_sr_d至驱动模块；

驱动模块用于将输入的驱动信号转换为相应的模拟信号，控制主开关管和控制辅助管的开通与断开；

峰值电流补偿模块的输入为Scomp1、Scomp2以及恒流多模式控制模块输出的Vpp_d与Vpm_d，Scomp1、Scomp2为原边电流采样电阻的采样电压Vp与DAC输出的两个模拟量分别输入比较器得到的结果，DAC的输入是恒流多模式控制模块输出的Vpp_d与Vpm_d；峰值电流补偿模块经过模块内部运算求得实际的原边电流补偿值Vpp_act。

2.根据权利要求1所述的原边反馈有源钳位反激变换器，其特征在于，所述谷底导通模块基于谐振的谷底点实现开关管的导通，在辅助开关管的漏源电压Vds_sr振荡期间的谷底进行辅助开关管的导通，通过辅助绕组采样电压Vaux波形判断谷底导通是否实现。

3.根据权利要求2所述的原边反馈有源钳位反激变换器，其特征在于，所述使能状态enable为7个状态，在发出驱动信号后设定，设定enable为0，在主开关管导通时候变为1，当比较器翻转之后，变为2，所述去磁时间信号和采样谐振周期计算模块根据第三比较器结果Scomp依次对使能状态enable进行3、4、5、4、3的切换，根据切换的顺序，判断对应的谐振个数，在辅助开关管驱动信号duty_sr发出之后，使能状态信号跳变为6。

4.根据权利要求3所述的原边反馈有源钳位反激变换器，其特征在于，当使能状态enable为4时，令计数值为counter_tvalley，满足下式时辅助管再次导通：

其中，Td表示辅助开关管的延迟时间。

5.根据权利要求4所述的原边反馈有源钳位反激变换器，其特征在于，所述Td为80ns。

6.根据权利要求1所述的原边反馈有源钳位反激变换器，其特征在于，所述谷底导通模块使辅助开关管导通在第一个谷底。

7.一种根据权利要求1～6任一所述的原边反馈有源钳位反激变换器的控制方法，其特征在于，包括：

去磁时间信号和采样谐振周期计算模块根据第三比较器的比较结果输出去磁时间信号和采样谐振周期tvalley至电流估算模块；

电流估算模块根据峰值电流补偿模块、去磁时间信号和采样谐振周期计算模块、谷底导通模块和恒流多模式控制模块的输出产生电流计算量Io_cal与电流参考量Iref至PID模块；

PID模块通过比例微分积分运算输出电流至恒流多模式控制模块进行模式控制；

恒流多模式控制模块根据PID模块的运算结果，结合模式切换判断模块的输出量，进行模式控制运算，输出PFM模式下的周期T_ctrl_pfm、PWM模式下的周期T-ctrl-pwm、控制周期Ts_c与峰值电流值Vpp_d；

谷底导通模块根据模式切换判断模块和恒流多模式控制模块的输出，输出谷底导通周期Ts_D分别至周期导通控制模块和电流估算模块；

周期导通控制模块输出主开关管的驱动信号duty_main_d与辅助开关管的驱动信号duty_sr_d信号至驱动模块；

驱动模块将输入的驱动信号转换为相应的模拟信号，控制主开关管和控制辅助开关管的开通与断开。

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