CN114614674A - 反激变换器、恒流控制方法及照明系统 - Google Patents

反激变换器、恒流控制方法及照明系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种反激变换器、恒流控制方法及照明系统，该反激变换器包括：采样谐振回路中的回路电流，获得第一采样信号；获得谐振回路中励磁电流的过零时刻；在第一采样信号达到参考值时关断第一开关管，在谐振回路中励磁电流的过零时刻之后关断第二开关管，以在控制励磁电流的平均值恒定。本发明能够基于变换器的原边部分的谐振回路中的回路电流实现每个开关周期内励磁电流的平均值的恒定，进而实现对变换器的输出电流的恒流控制，控制方法简单，成本低，电路体积小，恒流效果更佳。

Description

反激变换器、恒流控制方法及照明系统
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，具体涉及一种反激变换器、恒流控制方法及照明系统。
背景技术
随着近些年全球变暖的趋势以及地球资源的不断减少，能源问题逐渐成为人们最为关注的问题之一。每年消耗在建筑物上面的电能都是一个庞大数字，而建筑物的照明是电能的主要消耗之一，如何提高照明效率是目前的主要问题。
近些年里，发光二极管由于其高发光效率逐渐成为主流的光源。此外，由于其独特的物理结构、光学电学特性，与其他传统光源相比，发光二极管具有非常大的优势。而二极管的驱动器在控制能量效率中起着非常重要的作用，所以可以通过对驱动器电路适当地改进优化来进一步提高系统效率。传统的LED驱动系统基于单级或多级驱动器实现LED控制。单级LED驱动器是具有恒定输出电流的dc/dc转换器，同时可以实现功率因数校正(PowerFator Correction，PFC)。而多级系统例如为由PFC电路和dc/dc转换器组成。其中，PFC电路一般采用的BOOST拓扑结构并作为前级，以提供稳定的输出电压(如为400V)作为后级的输入，而dc/dc转换器作为后级，用以将PFC电路提供的输出电压转换成所需直流电压。此外，由于LED的独特特性，dc/dc转换器中始终需要包含电流环路，以便获得恒定电流控制。
目前主要的dc/dc转换器拓扑架构包括LLC谐振转换器和不对称半桥反激式(AHB-Flyback)拓扑。如图1所示，为由PFC+LLC构成的照明系统的结构示意图，其中，LLC谐振转换器中，在变压器的原边部分设置有谐振电感，相较于AHB-Flyback中主要利用变压器原边绕组的自身漏感来说，采用LLC谐振转换器的硬件成本相对较高。此外，LLC谐振转换器为三阶系统，其补偿电路比较难设计，控制复杂，为实现较好的环路稳定性，需采用电荷控制，采样系统复杂，进一步增加了系统成本。
而不对称半桥反激变换器既具有较低的电压应力，同时又能够利用漏感的能量来实现开关管的零电压开启，实现了高效率，从而获得了普及。它也可以通过脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制实现输出电流的恒定。脉冲宽度调制是能够对模拟电路中的电流大小进行精确控制的一种非常有效的技术。脉冲宽度调制可以根据负载的变化，控制电路中通过被控电流与基准电流的差值进行闭环反馈，再通过一系列的补偿电路和驱动电路调节开关管栅极或基极的偏置，以此来实现开关电源中开关管的导通时间的改变，这就会使得电路中的电流大小得到改变，即可以通过PWM来控制输出电流在工作条件变化时仍能保持恒定。
对于不对称半桥反激变换器大多采用的恒流闭环控制方法都是从次级回路直接进行电流采样，这就需要光耦、隔离运放等额外器件，而这些器件都有着很多缺点，比如：1)增加了成本和电路体积；2)当光耦直接用于隔离传输模拟量的时候，需要考虑光耦的非线性，这就大大增加了电路设计的难度；3)光耦的传输延迟较大，为保证开关管的开通于关断的精确性，必须使各路的结构参数一致，使各路的延迟一致，这也增加了电路设计的难度。
因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种反激变换器、恒流控制方法及照明系统，能够基于变换器的原边部分的谐振回路中的回路电流实现每个开关管周期内励磁电流的平均值的恒定，进而实现对变换器的输出电流的恒流控制，其控制方法简单，恒流效果更佳，且在实现电压转换时无需增加额外的谐振电感以及光耦、隔离运放等器件，可以降低成本和减小电路体积。
根据本发明第一方面，提供了一种反激变换器的恒流控制方法，所述反激变换器包括构成半桥的第一开关管和第二开关管、与所述第二开关管构成谐振回路的第一电感、第一电容和变压器中的原边绕组，其中，在每个开关周期内，所述恒流控制方法包括：
采样谐振回路中的回路电流，获得第一采样信号；
获得谐振回路中励磁电流的过零时刻；
在所述第一采样信号达到参考值时关断所述第一开关管，在所述励磁电流的过零时刻之后关断所述第二开关管，以控制所述励磁电流的平均值恒定。
可选地，所述参考值为预设的固定值。
可选地，所述参考值为根据所述回路电流反馈后产生的误差信号。
可选地，在所述第一采样信号达到参考值时关断所述第一开关管包括：
设置第一电流源、第二电流源和第三电流源对第二电容进行充电，以于所述第二电容两端获得所述误差信号；
比较所述第一采样信号和所述误差信号，在所述第一采样信号达到所述误差信号时关断所述第一开关管，
其中，所述第一电流源向第二电容中注入电流，所述第二电流源和所述第三电流源分时的从所述第二电容中抽取电流，以及所述第二电流源受控于第一反馈信号，所述第三电流源受控于第二反馈信号。
可选地，所述第一反馈信号为所述第一采样信号；以及
所述第二反馈信号的获得方法包括：
对所述第一开关管关断前的所述第一采样信号的峰值进行采样保持，获得第二采样信号；
设置增益系数对所述第二采样信号进行增益处理，获得所述第二反馈信号。
可选地，所述增益系数为0.5。
可选地，确定所述励磁电流的过零时刻的方法包括：
在第一开关管导通期间将所述反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第一积分结果；
在第二开关管导通后将所述反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第二积分结果，并在所述第二积分结果达到所述第一积分结果时获得所述励磁电流的过零时刻，
其中，所述变压器包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述预定参数为所述变压器中任一绕组两端的电压。
可选地，确定所述励磁电流的过零时刻的方法包括：
在第一开关管导通期间基于所述变压器中辅助绕组上的电流对预设电容进行充电；
在第二开关管导通后基于所述变压器中辅助绕组上的电流对所述预设电容进行放电，并在所述预设电容两端的电压低于预设电压值时获得所述励磁电流的过零时刻。
可选地，在谐振回路中励磁电流的过零时刻之后关断所述第二开关管包括：
在所述励磁电流的过零时刻开始的预设时间后，关断所述第二开关管；或者
在所述励磁电流达到预设的负值时，关断所述第二开关管。
可选地，所述恒流控制方法还包括：
在所述第一开关管关断的第一死区时间后，开通所述第二开关管；
在所述第二开关管关断的第二死区时间后或所述第一开关管两端的漏源电压为低于预设电压值时，开通所述第一开关管。
根据本发明第二方面，提供了一种反激变换器，包括：变压器，具有原边绕组和副边绕组；
第一开关管和第二开关管，串联连接在输入端与参考地之间；
第一电感和第一电容，与所述原边绕组和所述第二开关管连接成谐振回路；
电流采样单元，与所述谐振回路连接，用以对谐振回路中的回路电流进行采样获得第一采样信号；
过零检测单元，用以获得谐振回路中励磁电流的过零时刻；
控制电路，与所述第一开关管和所述第二开关管的控制端连接，用以控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通状态，
其中，所述控制电路与所述电流采样单元和所述过零检测单元连接，用以在所述第一采样信号达到参考值时关断所述第一开关管，在谐振回路中励磁电流的过零时刻之后关断所述第二开关管，以控制所述励磁电流的平均值恒定。
可选地，所述控制电路还用以在所述第一开关管关断的第一死区时间后开通所述第二开关管；以及
在所述第二开关管关断的第二死区时间后或所述第一开关管两端的漏源电压为低于预设电压值时开通所述第一开关管。
可选地，所述控制电路包括：
第一导通触发信号产生模块，用以基于所述第一开关管两端的漏源电压生成所述第一开关管的导通触发信号，或者用以基于所述第二开关管的关断触发信号和所述第二死区时间生成所述第一开关管的导通触发信号；
第一关断触发信号产生模块，用以基于所述第一采样信号和所述参考值生成所述第一开关管的关断触发信号；
第二导通触发信号产生模块，用以基于所述第一开关管的关断触发信号和所述第一死区时间生成所述第二开关管的导通触发信号；
第二关断触发信号产生模块，用以基于所述励磁电流的过零时刻生成所述第二开关管的关断触发信号。
可选地，所述控制电路还包括：
第一RS触发器，复位端与所述第一关断触发信号产生模块的输出端连接，置位端与所述第一导通触发信号产生模块的输出端连接；
第一驱动器，连接于所述第一RS触发器的输出端与所述第一开关管的控制端之间；
第二RS触发器，复位端与所述第二关断触发信号产生模块的输出端连接，置位端与所述第二导通触发信号产生模块的输出端连接；
第二驱动器，连接于所述第二RS触发器的输出端与所述第二开关管的控制端之间。
可选地，所述参考值为预设的固定值。
可选地，所述参考值为根据所述回路电流反馈后产生的误差信号。
可选地，所述第一关断触发信号产生模块包括：
误差信号产生单元，用于根据第一反馈信号和第二反馈信号产生误差信号；以及
比较单元，正相输入端接收所述误差信号，反相输入端接收所述第一采样信号，输出端输出所述第一开关管的关断触发信号。
可选地，所述误差信号产生单元包括：
连接在供电端和接地端之间的第一电流源和第二电容，所述第一电流源用于向所述第一电流源和所述第二电容的中间节点注入电流；
连接在所述中间节点和接地端之间的第二电流源和第一开关，所述第二电流源在所述第一开关闭合时从所述中间节点抽取电流；
连接在所述中间节点和接地端之间的第三电流源和第二开关，所述第三电流源在所述第二开关闭合时从所述中间节点抽取电流；
选择单元，用于根据所述第一开关管的控制信号和所述励磁电流的过零时刻生成互为反相的第一选择信号和第二选择信号，所述第一选择信号有效时控制所述第一开关闭合，所述第二选择信号有效时控制所述第二开关闭合；
反馈信号产生单元，用以根据所述第一采样信号生成所述第一反馈信号和所述第二反馈信号；
其中，所述第二电流源为受控于所述第一反馈信号的压控电流源，所述第三电流源为受控于所述第二反馈信号的压控电流源，所述第一电流源、所述第二电流源和所述第三电流源共同对所述第二电容进行充电以在所述第二电容两端产生所述误差信号。
可选地，所述反馈信号产生单元包括：
采样保持单元，用以对所述第一开关管关断前的所述第一采样信号的峰值进行采样保持，获得第二采样信号；
电压增益单元，用以根据增益系数对所述第二采样信号进行增益处理，获得所述第二反馈信号，
其中，所述第一反馈信号为所述电流采样单元实时采样获得的第一采样信号。
可选地，所述增益系数为0.5。
根据本发明第三方面，提供了一种照明系统，包括：整流电路，用于对输入交流电源进行整流，以输出第一电压信号；
功率因素校正电路，与所述整流电路连接，用于对所述第一电压信号进行功率因素校正，并输出第二电压信号；以及
如上所述的反激变换器，用于实现对LED负载的恒流驱动。
本发明的有益效果包括：本发明提供的反激变换器、恒流控制方法及照明系统，在变换器的每个开关周期内，于原边部分的谐振回路中的回路电流达到参考值时关断第一开关管，于励磁电流的过零时刻关断第二开关管，使得励磁电流在变化时的最大值和最小值恒定，进而实现了每个开关管周期内励磁电流的平均值的恒定，也即等效的实现了对变换器输出电流的恒流控制，控制方法简单，恒流效果更佳。同时，在实现电压转换时无需增加额外的谐振电感以及光耦、隔离运放等器件，可以降低成本和减小电路体积。
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
图1示出现有的一种照明系统的结构示意图；
图2示出根据本发明实施例提供的照明系统的结构示意图；
图3示出根据本发明实施例提供的控制电路的结构示意图；
图4示出根据本发明实施例提供的第一关断触发信号产生单元的结构示意图；
图5示出根据本发明实施例提供的反激变换器稳态时各电流的时序波形示意图；
图6示出根据本发明实施例提供的反激变换器的闭环电流采样电路中部分信号的时序波形示意图；
图7示出根据本发明实施例提供的反激变换器的恒流控制方法的流程示意图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
如图2所示，本发明实施例中的照明系统包括：交流电源1、整流电路2、功率因素校正电路3和反激变换器5。
整流电路2用于对交流电源1输入的交流电源进行整流，以向功率因素校正电路3输出第一电压信号。可选的，整流电路20可以为全桥整流电路或半桥整流电路。
功率因素校正电路3与整流电路2连接，用于对整流电路2输出的第一电压信号进行功率因素校正，并输出第二电压信号。功率因素校正电路3一般采用的BOOST拓扑结构并作为前级，以基于整流后的第一电压信号提供稳定的第二电压信号(如为400V)作为后级电路如反激变换器5的输入。
反激变换器5与LED负载连接，用于为LED负载提供驱动电流以驱动LED负载。本实施例中，反激变换器5用于实现对LED负载的恒流驱动。
本发明中，反激变换器5例如为不对称半桥反击变换器，其包括：包含有原边绕组Np和副边绕组Ns的变压器51、串联连接在输入端与参考地之间并构成半桥的第一开关管Q1和第二开关管Q2、第一电感Lk、第一电容Cr、过零检测单元52、电流采样单元53和控制电路54。
其中，第一开关管Q1的漏极与输入端连接以接收第二电压信号，第一开关管Q1的栅极与控制电路54连接；第二开关管Q2的漏极与第一开关管Q1的源极连接，第二开关管Q2的源极与参考地连接，第二开关管Q2的栅极与控制电路54连接，以及电容C11和电容C12分别为第一开关管Q1和第二开关管Q2的结电容。在同一开关周期内，第一开关管Q1和第二开关管Q2分时的导通以将第二电压信号自变压器51的原边部分传递至副边部分。在一个可能的实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2均为NMOS场效应晶体管。
第一电感Lk、第一电容Cr、原边绕组Np和第二开关管Q2连接成谐振回路。其中，第一电感Lk的一端经由第一电容Cr与第二开关管Q2的漏极连接，第一电感Lk的另一端与原边绕组Np的同名端连接，原边绕组Np的异名端与第二开关管Q2的源极连接。在一个可能的实施例中，第一电感Lk为原边绕组Np的漏感，第一电容Cr为谐振电容。
反激变换器5的副边部分包括：整流二极管D1和输出电容Co。整流二极管D1的阳极与副边绕组Ns的异名端连接，整流二极管D1的阴极与反激变换器5的输出端连接；输出电容Co的正极与反激变换器5的输出端连接，输出电容Co的负极与参考地连接，同时，副边绕组Ns的同名端也与参考地连接。进一步的，反激变换器5的输出端与负载连接，负载接收反激变换器5转换的电能(例如电压和电流)。在一些实例中，反激变换器5转换的电能在到达负载之前还经过有滤波器。在一些实例中，滤波器是反激变换器5的子部件、反激变换器5的外部部件、和/或负载的子部件。在任何情况下，负载可以使用来自反激变换器5的已滤波或未滤波的电能来执行功能。可选的，负载可以包括但不限于，计算设备和相关部件，例如微处理器、电气部件、电路、膝上型计算机、台式计算机、平板计算机、移动电话、电池、扬声器、照明单元如LED、汽车/船舶/航空/火车的相关部件、马达、变压器、或从反激变换器接收电压或电流的任何其它类型的电气设备和/或电路。
电流采样单元53与谐振回路连接，用以对谐振回路中的回路电流(记为ILr)进行采样获得第一采样信号VRS。在本发明一个示例性的实施例中，电流采样单元53包括串联在谐振回路中的采样电阻RS，电流采样单元53通过采样获得采样电阻RS两端的电压来作为第一采样信号VRS，进而等效的表征谐振回路中的回路电流ILr。同时可以理解的是，在本发明的其他实施例中，还可以采用其他常规的电流采样结构来实现对振回路中的回路电流ILr的采样，本发明对此不做限定。
过零检测单元52用以获得谐振回路中励磁电流(记为ILm)的过零时刻。
示例性的，在本发明一个可能的实施例中，过零检测单元52中设置有积分电路和比较电路，在每个开关周期内，配置积分电路分别在第一开关管Q1的导通期间和第二开关管Q2的导通期间对反激变换器5的预定参数进行时间积分，获得相应的第一积分结果和第二积分结果，此时，第一结果和第二积分结果可对应为积分电路输出的电压信号。配置比较电路对第一积分结果和第二积分结果进行比较，并在第二积分结果与第一积分结果相同的时刻获得励磁电流ILm的过零时刻ZCD。
基于变压器51的工作原理可知，变压器51中原边绕组Np两端的电压和副边绕组Ns两端的电压相互之间均具有一定的比例关系，甚至，当在变压器51中设置辅助绕组Na时，变压器51中原边绕组Np两端的电压、副边绕组Ns两端的电压以及辅助绕组Na两端的电压Vaux相互之间也均具有一定的比例关系。进而，在一些实施例中，过零检测单元52进行时间积分时的预定参数为变压器51中任一绕组两端的电压，如图2所示。示例性的，以预定参数为辅助绕组Na两端的电压为例，该预定参数可由过零检测单元52直接或间接的采样获得。可选的，辅助绕组Na两端的电压可以在经电阻分压后，在由过零检测单元52进行采样，也可由过零检测单元52直接对辅助绕组Na两端的电压进行采样。
在本发明另一个可能的实施例中，过零检测单元52中设置有预设电容，在每个开关周期内，过零检测单元52于在第一开关管Q1导通期间基于变压器51中辅助绕阻Na上的电流对该预设电容进行充电；而在第二开关管Q2导通后过零检测单元52基于变压器51中辅助绕阻Na上的电流对该预设电容进行放电。以及，过零检测单元52中还设置有相应的电压检测单元，以在第二开关管Q2导通后对预设电容两端的电压进行实时检测，并在检测到该预设电容两端的电压低于预设电压值的时刻获得励磁电流ILm的过零时刻ZCD。
控制电路54与第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制端连接，用以控制第一开关管Q1和第二开关管Q2的导通状态。
本发明中，控制电路100还与电流采样单元53和过零检测单元52连接，用以在第一采样信号VRS达到参考值时关断第一开关管Q1，在谐振回路中励磁电流ILm的过零时刻ZCD之后关断第二开关管Q2(例如，在谐振回路中励磁电流ILm的过零时刻ZCD开始计时，并在计时值达到一预设时间参数时关断第二开关管Q2，或者在励磁电流ILm的电流值达到预设的负值时关断第二开关管Q2，便于后续实现对第一开关管Q1的零电压开通)，以在每个开关周期内控制励磁电流ILm的平均值恒定。
在一个开关周期内，若忽略第一开关管Q1和第二开关管Q2导通之间的死区时间，则在变换器处于稳态时，变换器原边绕阻Np上的平均电压为0，进而有：
VC＝VS＝D*Vin...............................(1)，
其中，VC为第一电容Cr两端的电压，VS为变换器副边部分二极管D11两端的电压，D为变换器第一开关管Q1的控制信号的占空比，Vin为变换器的输入电压。
当第一开关管Q1导通而第二开关管Q2关断时，第一电感Lk的电感值远小于原边绕阻Np的电感值(记为Lm)，因此忽略原边绕阻Np的漏感，此时有：
VLM1＝Vin-VC-D*Vin＝(1-D)*Vin.............(2)，
其中，VLM1为第一开关管Q1导通期间变换器原边绕阻Np两端的电压值。
当第一开关管Q1关断而第二开关管Q2导通时，第一电感Lk和第一电容Cr会发生谐振，因此这一过程中原边绕阻Np的漏感不能忽略，此时有：
VLM2＝N*Vo.............................(3)，
其中，VLM1为第一开关管Q1关断期间变换器原边绕阻Np两端的电压值。Vo为变换器的输出电压。
由伏秒平衡可得：
VLM1*Ton＝VLM2*Toff................(4)，
其中，Ton为一个开关周期内第一开关管Q1的导通时间，Toff为一个开关周期内第一开关管Q1的关断时间。
进而联立公式(2)、公式(3)和公式(4)可得：
(1-D)*Vin*Ton＝N*Vo*Toff.....................(5)，
基于Ton与Toff的大小关系对公式(5)变换后可得：
(1-D)*D*Vin＝N*Vo*(1-D)..............(6)，
也即，
N*Vo＝D*Vin.........................................(7)。
基于公式(7)可得，以上不对称半桥反激变换的输入输出关系与Buck拓扑类似。进而，本发明中可采用励电流ILm的平均值来等效的表征变换器的输出电流Io，也即，通过控制每个开关周期内励磁电流ILm的平均值恒定，可等效实现对变换器的输出电流Io恒定，实现恒流控制。
本发明中，一方面，通过在第一采样信号VRS达到参考值时关断第一开关管Q1，可在每个开关周期内控制变换器的回路电流ILr的最大值(即峰值)恒定，同时又由于在每个开关周期内，变换器的谐振回路中的回路电流ILr与励磁电流ILm在第一开关管Q1导通期间的电流波形和电流大小相同，因此通过在第一采样信号VRS达到参考值时关断第一开关管Q1，也可在每个开关周期内控制变换器的励磁电流ILm的最大值(即峰值)恒定。另一方面，通过在谐振回路中励磁电流ILm的过零时刻ZCD之后关断第二开关管Q2，可在每个开关周期内控制变换器的励磁电流ILm的最小值恒定。如此，即可在每个开关管周期内实现对励磁电流ILm的平均值的恒定控制，也即等效的实现了对变换器输出电流的恒流控制。
进一步地，控制电路54还用以在第一开关管Q1关断的第一死区时间后开通第二开关管Q2，以及在第二开关管Q2关断的第二死区时间后或第一开关管Q1两端的漏源电压为0V时开通第一开关管Q1。
参考图3，本实施例中，控制电路54包括：第一关断触发信号产生模块541、第一导通触发信号产生模块542、第二关断触发信号产生模块543和第二导通触发信号产生模块544。
第一导通触发信号产生模块542用以基于第一开关管Q1两端的漏源电压生成第一开关管Q1的导通触发信号，或者用以基于第二开关管Q2的关断触发信号和第二死区时间生成第一开关管Q1的导通触发信号。可选地，可在第一导通触发信号产生模块542中设置电压采样单元，该电压采样单元用以对第一开关管Q1两端的漏源电压进行采样检测，并在检测到第一开关管Q1两端的漏源电压从高电平到低电平的零电压时刻生成控制第一开关管Q1导通的触发信号，本实施例，当检测到第一开关管Q1两端的漏源电压从高电平降低到低于预设电压值时，即可认定为检测到了第一开关管Q1两端的漏源电压从高电平到低电平的零电压时刻。可选地，也可在第一导通触发信号产生模块542中设置第一延时单元或第一计时单元，并设置第一导通触发信号产生模块542在接收到第二开关管Q2的关断触发信号且延时第二死区时间后生成控制第一开关管Q1导通的触发信号。
需要说明的是，本发明对第一导通触发信号产生模块542中电压采样单元的采样位置不做限定，只要最终可以实现对第一开关管Q1两端的漏源电压采样即可。
第二导通触发信号产生模块544用以基于第一开关管Q1的关断触发信号和第一死区时间生成第二开关管Q2的导通触发信号。本实施例中，第二导通触发信号产生模块544中设置有第二延时单元或第二计时单元，且第二导通触发信号产生模块544与第一关断触发信号产生模块541连接，第二导通触发信号产生模块544在接收到第一开关管Q1的关断触发信号且延时第一死区时间后生成控制第二开关管Q2导通的触发信号。
第二关断触发信号产生模块543用以基于励磁电流ILm的过零时刻ZCD生成第二开关管Q2的关断触发信号。本实施例中，第二关断触发信号产生模块543与过零检测单元52连接。可选地，当过零检测单元52检测到励磁电流ILm的过零时刻ZCD时刻后，可直接触发第二关断触发信号产生模块543生成控制第二开关管Q2关断的触发信号。或者，还可在第二关断触发信号产生模块543中设置第三延时单元或第三计时单元，当过零检测单元52检测到励磁电流ILm的过零时刻ZCD时刻后，触发第三延时单元或第三计时单元开始计时，第二关断触发信号产生模块543可在计时值达到一预设时间值时再生成控制第二开关管Q2关断的触发信号，或者在励磁电流ILm的电流值达到预设的负值时再生成控制第二开关管Q2关断的触发信号，便于后续实现对第一开关管Q1的零电压开通。
第一关断触发信号产生模块541用以基于第一采样信号VRS和参考值生成第一开关管Q1的关断触发信号。
在本发明的第一实施例中，上述参考值为预设的固定值。可以理解的是，该实施例方案仅用以实现粗略的恒流控制。参考图5，其在每个开关周期内，通过控制励磁电流ILm的峰值IPK固定，以此来实现每个开关管期内励磁电流ILm的平均值恒定，进而等效的实现对反激变换器5的输出电流Io的恒流控制。在该实施例方案中，由于未考虑励磁电流ILm的负值部分，仅是在一个开关周期内将励磁电流ILm近似为不为负值的三角波信号进行处理，进而此时励磁电流ILm的平均值为0.5*IPK，也即反激变换器5的输出电流Io≈0.5*IPK*Nps。其中，IPK为预设的固定的参考值，Nps为变压器51的原边绕组Np和副边绕组Ns的线圈匝数比。如此，本实施例示出的恒流方案的控制方式简单，在实现输出恒流的过程中所采样的信号数量较少(仅对谐振回路中的回路电流ILr进行采样)，更容易实现，且成本更低。
可以理解的是，图5中，表示励磁电流ILm波形的实线与表示回路电流ILr波形的虚线存在重叠部分，如在时间段t1内的波形部分，该重叠部分表示此时间段内，二者的信号波形即电流大小相同，也即，励磁电流ILm与回路电流ILr的最大值或峰值相同。以及图5中，ID11表示变换器副边部分中二极管D11上的电流波形，其为励磁电流ILm与回路电流ILr的之差。
在本发明的第二实施例中，上述参考值为根据谐振回路的回路电流ILr反馈后产生的误差信号。需说明的是，参考图6，该实施例方案可以实现精确的恒流控制，其在每个开关周期的第一时间段T1内(包括第一开关管Q1的整个导通时间，例如为从励磁电流ILm的过零时刻ZCD到第一开关管Q1关断的时刻)，通过将电流采样单元53采样获得的表征谐振回路中回路电流ILr的第一采样信号VRS作为第一反馈信号VFB1实时的反馈至第一关断触发信号产生模块541中的闭环电流采样电路，实现了对励磁电流ILm的实时反馈。进一步地，其在每个开关周期的第二时间段T2内(包括第二开关管Q2的整个导通时间，例如为从第一开关管Q1关断的时刻到励磁电流ILm的过零时刻ZCD)，通过将第一开关管Q1关断前的第一采样信号VRS的峰值进行采样保持，并经一定的信号处理后获得第二反馈信号VFB2并反馈至第一关断触发信号产生模块541中的闭环电流采样电路，实现了对励磁电流ILm的峰值反馈。如此，使得该闭环电流采样电路能够根据对励磁电流ILm的实时反馈结果和峰值反馈结果输出相应的误差信号作为控制第一开关管Q1关断的依据，例如在第一采样信号VRS达到误差信号值时，生成控制第一开关管Q1关断的触发信号。本实施例方案可在一个开关管周期内实现对不同时间段的励磁电流ILm的全电流反馈(包括励磁电流ILm的负值部分)，精度更高，最终所能达到的恒流效果也更佳。
具体的，参考图4，本实施例中，第一关断触发信号产生模块541包括：误差信号产生单元5411和比较单元5412。
误差信号产生单元5411用以根据第一反馈信号VFB1和第二反馈信号VFB2产生误差信号。比较单元5412的正相输入端接收误差信号，比较单元5412的反相输入端接收第一采样信号VRS，比较单元5412的输出端输出第一开关管Q1的关断触发信号Vgs_Q1_off。
本实施例中，误差信号产生单元5411进一步包括：第一电流源Iref、第二电容COMP、第二电流源I1、第一开关K1、第三电流源I2、第二开关K2、选择单元5414和反馈信号产生单元5413。
其中，第一电流源Iref和第二电容COMP连接在供电端和接地端之间，且第一电流源Iref用于向第一电流源Iref和第二电容COMP的中间节点A注入电流。第二电流源I1和第一开关K1连接在第一电流源Iref和第二电容COMP的中间节点A和接地端之间，构成了对该中间节点A的第一电流路径，第二电流源I1在第一开关K1关闭合时从该中间节点A抽取电流。第三电流源I2和第二开关K2连接在第一电流源Iref和第二电容COMP的中间节点A和接地端之间，成了对该中间节点A的第二电流路径，第三电流源I2在第二开关K2关闭合时从该中间节点A抽取电流。
反馈信号产生单元5413用以根据第一采样信号VRS生成第一反馈信号VFB1和第二反馈信号VFB2。其中，第一反馈信号VFB1为电流采样单元53实时采样获得的第一采样信号VRS。以及，反馈信号产生单元5413还进一步包括：采样保持单元和电压增益单元。采样保持单元用以对第一开关管Q1关断前的第一采样信号VRS的峰值进行采样保持，获得第二采样信号；电压增益单元用以根据增益系数对第二采样信号进行增益处理，获得第二反馈信号VFB2。
本实施例中，电压增益单元的增益系数为0.5。
选择单元5414用于根据第一开关管Q1的控制信号Vgs_Q1和励磁电流ILm的过零时刻ZCD生成互为反相的第一选择信号和第二选择信号。其中，第一选择信号有效时(例如为高电平时有效)可控制第一开关K1闭合，第二选择信号有效时(例如为高电平时有效)可控制第二开关K2闭合，使得误差信号产生单元5411在第一时间段T1内基于第一电流路径从中间节点A抽取电流，而在第二时间段T2内基于第二电流路径从中间节点A抽取电流。
可选地，在本发明的一个实施例中，选择单元5414包括RS触发器54141和RS触发器54142，其中RS触发器54141的复位端接收控制信号Vgs_Q1，RS触发器54141的置位端接收励磁电流ILm的过零时刻ZCD，RS触发器54141的第一输出端输出第一选择信号；RS触发器54142的复位端接收励磁电流ILm的过零时刻ZCD，RS触发器54142的置位端接收控制信号Vgs_Q1，RS触发器54142的第一输出端输出第二选择信号。或者，在本发明的另一个实施例中，选择单元5414中也可仅设置一个RS触发器，如仅设置RS触发器54141，由RS触发器54141的第一输出端输出第一选择信号，由RS触发器54141的第二输出端输出第二选择信号。
本实施例中，第一电流源Iref为用于提供固定基准电流的恒流源，第二电流源I1为受控于第一反馈信号VFB1的压控电流源，第三电流源I2为受控于第二反馈信号VFB2的压控电流源。也即，第一反馈信号VFB1可控制第二电流源I1从中间节点A抽取电流时的抽取能力的大小，实现对励磁电流ILm的实时反馈；第二反馈信号VFB2可控制第三电流源I2从中间节点A抽取电流时的抽取能力的大小，实现对励磁电流ILm的峰值反馈。进而，误差信号产生单元5411通过利用第一电流源Iref、第二电流源I1和第三电流源I2共同对第二电容COMP进行充电来在第二电容COMP两端产生误差信号。
本实施例中，第二电容COMP的电容值可作为控制第一开关管Q1关断时的基准，其决定了第一开关管Q1的关断时刻。因此，通过改变第二电容COMP的电容值，即可调节第一开关管Q1的关断时刻。在实际应用中，第二电容COMP的电容值应根据具体需求进行合理设定。
进一步地，控制电路54中还包括：第一RS触发器545、第一驱动器546、第二RS触发器547和第二驱动器548。其中，第一RS触发器545的复位端与第一关断触发信号产生模块541的输出端连接，第一RS触发器545的置位端与第一导通触发信号产生模块542的输出端连接，第一RS触发器545的输出端经由第一驱动器546与第一开关管Q1的控制端连接，以向第一开关管Q1提供第一控制信号Vgs_Q1。
第二RS触发器547的复位端与第二关断触发信号产生模块543的输出端连接，第二RS触发器547的置位端与第二导通触发信号产生模块544的输出端连接，第二RS触发器547的输出端经由第二驱动器548与第二开关管Q2的控制端连接，以向第二开关管Q2提供第二控制信号Vgs_Q2。
进一步地，本发明还公开了一种反激变换器的横流控制方法，该恒流控制方法可应用于如图2至图6中所示出的反激变换器。
如图7所示，在每个开关周期内，该恒流控制方法包括执行以下步骤：
在步骤S1中，采样谐振回路中的回路电流，获得第一采样信号。
本实施例中，步骤S1具体可参考前述对电流采样单元53的描述进行理解，此处不再赘述。
在步骤S2中，获得谐振回路中励磁电流的过零时刻。
在本发明一个可能的实施例中，确定励磁电流的过零时刻的方法包括：在第一开关管导通期间将反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第一积分结果；在第二开关管导通后将反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第二积分结果，并在第二积分结果达到第一积分结果时获得励磁电流的过零时刻，其中，变压器包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组，预定参数为变压器中任一绕组两端的电压。在本发明另一个可能的实施例中，确定励磁电流的过零时刻的方法包括：在第一开关管导通期间基于变压器中辅助绕阻上的电流对预设电容进行充电；在第二开关管导通后基于变压器中辅助绕阻上的电流对预设电容进行放电，并在预设电容两端的电压低于预设电压值时获得励磁电流的过零时刻。步骤S2具体可参考前述对过零检测单元52的描述进行理解，此处不再赘述。
在步骤S3中，在第一采样信号达到参考值时关断第一开关管，在谐振回路中励磁电流的过零时刻之后关断第二开关管，以控制励磁电流的平均值恒定。
本发明中，可选地，在谐振回路中励磁电流的过零时刻之后关断第二开关管包括：在励磁电流的过零时刻开始的预设时间后，关断第二开关管；或者在励磁电流达到预设的负值时，关断第二开关管。
在本发明的第一实施例中，上述参考值为预设的固定值。可以理解的是，该实施例方案仅用以实现粗略的恒流控制。
在本发明的第二实施例中，上述参考值为根据谐振回路的回路电流ILr反馈后产生的误差信号。需说明的是，该实施例方案可以实现精确的恒流控制。
在精确的恒流控制方案，在第一采样信号达到参考值时关断第一开关管包括：设置第一电流源、第二电流源和第三电流源对第二电容进行充电，以于第二电容两端获得误差信号；比较第一采样信号和误差信号，在第一采样信号达到误差信号时关断第一开关管。其中，第一电流源向第二电容中注入电流，第二电流源和第三电流源分时的从第二电容中抽取电流，以及第二电流源受控于第一反馈信号，第三电流源受控于第二反馈信号。
进一步地，第一反馈信号为第一采样信号。而第二反馈信号的获得方法包括：对第一开关管关断前的第一采样信号的峰值进行采样保持，获得第二采样信号；设置增益系数对第二采样信号进行增益处理，获得第二反馈信号。如此，可以实现对励磁电流ILm的全电流反馈。本实施例中，增益系数为0.5。步骤S3具体可参考前述对第一关断触发信号产生模块541和第二关断触发信号产生模块543的描述进行理解，此处不再赘述。
进一步地，本发明的恒流控制方法还包括：在第一开关管关断的第一死区时间后，开通所述第二开关管；以及在第二开关管关断的第二死区时间后或第一开关管两端的漏源电压为低于预设电压值时，开通第一开关管。具体可参考前述对第一导通触发信号产生模块542和第二导通触发信号产生模块544的描述进行理解，此处不再赘述。
综上，本发明在变换器的每个开关周期内，于原边部分的谐振回路中的回路电流达到参考值时关断第一开关管，于励磁电流的过零时刻关断第二开关管，使得励磁电流在变化时的最大值和最小值恒定，进而实现了每个开关管周期内励磁电流的平均值的恒定，也即等效的实现了对输出电流的恒流控制，控制方法简单，恒流效果更佳。同时，在实现电压转换时无需增加额外的谐振电感以及光耦、隔离运放等器件，可以降低成本和减小电路体积。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。

Claims (18)

1.一种反激变换器的恒流控制方法，所述反激变换器包括构成半桥的第一开关管和第二开关管、与所述第二开关管构成谐振回路的第一电感、第一电容和变压器中的原边绕组，其中，在每个开关周期内，所述恒流控制方法包括：
采样谐振回路中的回路电流，获得第一采样信号；
获得谐振回路中励磁电流的过零时刻；
在所述第一采样信号达到参考值时关断所述第一开关管，在所述励磁电流的过零时刻之后关断所述第二开关管，以控制所述励磁电流的平均值恒定。
2.根据权利要求1所述的恒流控制方法，其中，所述参考值为预设的固定值。
3.根据权利要求1所述的恒流控制方法，其中，所述参考值为根据所述回路电流反馈后产生的误差信号。
4.根据权利要求3所述的恒流控制方法，其中，在所述第一采样信号达到参考值时关断所述第一开关管包括：
设置第一电流源、第二电流源和第三电流源对第二电容进行充电，以于所述第二电容两端获得所述误差信号；
比较所述第一采样信号和所述误差信号，在所述第一采样信号达到所述误差信号时关断所述第一开关管，
其中，所述第一电流源向第二电容中注入电流，所述第二电流源和所述第三电流源分时的从所述第二电容中抽取电流，以及所述第二电流源受控于第一反馈信号，所述第三电流源受控于第二反馈信号。
5.根据权利要求4所述的恒流控制方法，其中，所述第一反馈信号为所述第一采样信号；以及
所述第二反馈信号的获得方法包括：
对所述第一开关管关断前的所述第一采样信号的峰值进行采样保持，获得第二采样信号；
设置增益系数对所述第二采样信号进行增益处理，获得所述第二反馈信号。
6.根据权利要求1所述的恒流控制方法，其中，确定所述励磁电流的过零时刻的方法包括：
在第一开关管导通期间将所述反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第一积分结果；
在第二开关管导通后将所述反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第二积分结果，并在所述第二积分结果达到所述第一积分结果时获得所述励磁电流的过零时刻，
其中，所述变压器包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述预定参数为所述变压器中任一绕组两端的电压。
7.根据权利要求1所述的恒流控制方法，其中，确定所述励磁电流的过零时刻的方法包括：
在第一开关管导通期间基于所述变压器中辅助绕组上的电流对预设电容进行充电；
在第二开关管导通后基于所述变压器中辅助绕组上的电流对所述预设电容进行放电，并在所述预设电容两端的电压低于预设电压值时获得所述励磁电流的过零时刻。
8.根据权利要求6和7中任一项所述的恒流控制方法，其中，在谐振回路中励磁电流的过零时刻之后关断所述第二开关管包括：
在所述励磁电流的过零时刻开始的预设时间后，关断所述第二开关管；或者
在所述励磁电流达到预设的负值时，关断所述第二开关管。
9.根据权利要求1所述的恒流控制方法，其中，所述恒流控制方法还包括：
在所述第一开关管关断的第一死区时间后，开通所述第二开关管；
在所述第二开关管关断的第二死区时间后或所述第一开关管两端的漏源电压为低于预设电压值时，开通所述第一开关管。
10.一种反激变换器，其中，包括：
变压器，具有原边绕组和副边绕组；
第一开关管和第二开关管，串联连接在输入端与参考地之间；
第一电感和第一电容，与所述原边绕组和所述第二开关管连接成谐振回路；
电流采样单元，与所述谐振回路连接，用以对谐振回路中的回路电流进行采样获得第一采样信号；
过零检测单元，用以获得谐振回路中励磁电流的过零时刻；
控制电路，与所述第一开关管和所述第二开关管的控制端连接，用以控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通状态，
其中，所述控制电路与所述电流采样单元和所述过零检测单元连接，用以在所述第一采样信号达到参考值时关断所述第一开关管，在所述励磁电流的过零时刻之后关断所述第二开关管，以控制所述励磁电流的平均值恒定。
11.根据权利要求10所述的反激变换器，其中，所述控制电路还用以在所述第一开关管关断的第一死区时间后开通所述第二开关管；以及
在所述第二开关管关断的第二死区时间后或所述第一开关管两端的漏源电压为低于预设电压值时开通所述第一开关管。
12.根据权利要求11所述的反激变换器，其中，所述控制电路包括：
第一导通触发信号产生模块，用以基于所述第一开关管两端的漏源电压生成所述第一开关管的导通触发信号，或者用以基于所述第二开关管的关断触发信号和所述第二死区时间生成所述第一开关管的导通触发信号；
第一关断触发信号产生模块，用以基于所述第一采样信号和所述参考值生成所述第一开关管的关断触发信号；
第二导通触发信号产生模块，用以基于所述第一开关管的关断触发信号和所述第一死区时间生成所述第二开关管的导通触发信号；
第二关断触发信号产生模块，用以基于所述励磁电流的过零时刻生成所述第二开关管的关断触发信号。
13.根据权利要求10所述的反激变换器，其中，所述参考值为预设的固定值。
14.根据权利要求10所述的反激变换器，其中，所述参考值为根据所述回路电流反馈后产生的误差信号。
15.根据权利要求14所述的反激变换器，其中，所述第一关断触发信号产生模块包括：
误差信号产生单元，用于根据第一反馈信号和第二反馈信号产生误差信号；以及
比较单元，正相输入端接收所述误差信号，反相输入端接收所述第一采样信号，输出端输出所述第一开关管的关断触发信号。
16.根据权利要求15所述的反激变换器，其中，所述误差信号产生单元包括：
连接在供电端和接地端之间的第一电流源和第二电容，所述第一电流源用于向所述第一电流源和所述第二电容的中间节点注入电流；
连接在所述中间节点和接地端之间的第二电流源和第一开关，所述第二电流源在所述第一开关闭合时从所述中间节点抽取电流；
连接在所述中间节点和接地端之间的第三电流源和第二开关，所述第三电流源在所述第二开关闭合时从所述中间节点抽取电流；
选择单元，用于根据所述第一开关管的控制信号和所述励磁电流的过零时刻生成互为反相的第一选择信号和第二选择信号，所述第一选择信号有效时控制所述第一开关闭合，所述第二选择信号有效时控制所述第二开关闭合；
反馈信号产生单元，用以根据所述第一采样信号生成所述第一反馈信号和所述第二反馈信号；
其中，所述第二电流源为受控于所述第一反馈信号的压控电流源，所述第三电流源为受控于所述第二反馈信号的压控电流源，所述第一电流源、所述第二电流源和所述第三电流源共同对所述第二电容进行充电以在所述第二电容两端产生所述误差信号。
17.根据权利要求16所述的反激变换器，其中，所述反馈信号产生单元包括：
采样保持单元，用以对所述第一开关管关断前的所述第一采样信号的峰值进行采样保持，获得第二采样信号；
电压增益单元，用以根据增益系数对所述第二采样信号进行增益处理，获得所述第二反馈信号，
其中，所述第一反馈信号为所述电流采样单元实时采样获得的第一采样信号。
18.一种照明系统，其中，包括：
整流电路，用于对输入交流电源进行整流，以输出第一电压信号；
功率因素校正电路，与所述整流电路连接，用于对所述第一电压信号进行功率因素校正，并输出第二电压信号；以及
如权利要求10-17中任一项所述的反激变换器，用于实现对LED负载的恒流驱动。
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