CN112600432B - 一种llc谐振变换器预测电荷控制方法 - Google Patents

一种llc谐振变换器预测电荷控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种LLC谐振变换器预测电荷控制方法，通过预测谐振电容电压阈值调节触发脉冲宽度，进而在不牺牲稳态性能的同时加速动态响应。电荷控制利用谐振电容电压作为负反馈，根据每个周期内变换器输入电荷量控制开关管的导通与关断，从而达到调节输出电压的目的。本发明基于离散预测模型预测出下一时刻开关管动作时的谐振电容电压阈值VH和VL，当谐振电容电压VCr大于VH则关断相应开关管Q1和Q4并导通Q2和Q3，当谐振电容电压VCr低于VL则关断相应开关管Q1和Q4并导通Q2和Q3。本发明方法实现方便简单，在各种工况下都具有优良的动态特性，可在一个周期内强制谐振腔进入稳定状态并且不影响系统的稳态性能。

Description

一种LLC谐振变换器预测电荷控制方法
技术领域
本发明涉及LLC谐振变换器控制的技术领域，尤其是指一种LLC谐振变换器预测电荷控制方法。
背景技术
LLC谐振变换器由于其高频、高功率密度、高效率、开关应力小等优点，广泛应用于蓄电池充电器、电动汽车、不间断电源、可再生能源、储能系统与航空电力系统等领域。
传统LLC谐振变换器控制方法为脉冲频率调制。为改善LLC谐振变换器动态性能提出的控制方法有：平均电流模式控制、滑模控制、最优轨迹控制。基于LLC谐振变换器的平均电流模式控制在谐振电流检测电路中加入低通滤波器从而获得其平均电流值，其在不同的输入电压下保持较好的动态性能。基于LLC谐振变换器的滑模控制能够实现快速的动态响应，但其牺牲了系统的稳态性能，即引入稳态误差与增大输出电压纹波。基于状态平面分析的最优轨迹控制可以为LLC谐振变换器提供良好的动态特性，然而其轨迹控制由于状态变量的增加和运行方式的变化而变得相当复杂。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出了一种LLC谐振变换器预测电荷控制方法，通过预测谐振电容电压阈值调节触发脉冲宽度，其实现方便简单，在各种工况下都具有非常快的动态响应，可在短时间内(一个周期内)强制谐振腔进入稳定状态并且不影响系统的稳态性能，提供良好的动态特性与稳态性能，预测控制由于其动态响应快、鲁棒性强以及易于添加约束条件等优势，因此可结合电荷控制从而进一步改善LLC谐振变换器的动态性能。
为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种LLC谐振变换器预测电荷控制方法，所述LLC谐振变换器包括输入直流电源、初级侧全桥逆变电路、谐振腔、变压器、次级侧全桥整流电路和输出滤波电路，所述输入直流电源、初级侧全桥逆变电路和谐振腔依次连接，所述谐振腔连接于变压器的初级侧，所述变压器的次级侧通过次级侧全桥整流电路与输出滤波电路连接；所述初级侧全桥逆变电路包括四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4，开关管Q1、Q3组成一对桥臂，开关管Q2、Q4组成另一对桥臂，所述初级侧全桥逆变电路的两对桥臂并联于输入直流电源；所述谐振腔由谐振电感、励磁电感和谐振电容串联而成，所述次级侧全桥整流电路包括四个二极管D1、D2、D3、D4，二极管D1、D3组成一对桥臂，二极管D2、D4组成另一对桥臂，所述次级侧全桥整流电路的两对桥臂并联于输出滤波电路，所述输出滤波电路由输出滤波电容和负载电阻并联而成；
所述方法是通过预测的两个谐振电容电压阈值VH、VL调节触发脉冲宽度，从而控制LLC谐振变换器中每个周期的输入电荷量，进而在不牺牲稳态性能的同时加速动态响应，其中VH＞VL，其包括以下步骤：
步骤1：实时采样输入直流电源的输入电压Vin、谐振电容电压VCr及LLC谐振变换器的输出电压Vo与输出电流Io；
步骤2：设定参考电压V*，基于离散预测模型与上述所采样的数据，预测下一时刻输出电压Vo达到参考电压V*时所需的谐振电容电压阈值VH、VL，用于控制LLC谐振变换器的输入电荷量；
步骤3：将谐振电容电压VCr与两个谐振电容电压阈值VH、VL作比较，当谐振电容电压VCr大于谐振电容电压阈值VH时，则关断开关管Q1和Q4并导通Q2和Q3，使得谐振腔输入电压为负值，从而降低谐振电容电压VCr；当谐振电容电压VCr小于谐振电容电压阈值VL时，则关断开关管Q2和Q3并导通Q1和Q4，使得谐振腔输入电压为正值，从而增大谐振电容电压VCr；而其余时刻开关管则保持原来开关状态。
在步骤2中，所述离散预测模型是基于电荷控制思想构建的以下数学表达式：
电荷控制一个周期内输入电荷Qin为：
Qin＝2Cr(VH-VL)+4CpVin
其中，Cr为谐振电容值，Cp为开关管结电容等效值，Vin为输入电压，VH与VL为谐振电容电压阈值，VH＝-VL；
由输入电荷Qin与开关频率fs得输入电流Iin为：
Iin＝Qinfs＝4CrVHfs+4CpVinfs
由输入电压Vin与输入电流Iin得到输入功率Pin为：
Figure BDA0002781879850000031
假设LLC谐振变换器的效率为100％，则输入功率等于输出功率，由输出电压Vo得LLC谐振变换器的次级侧平均电流isec为：
Figure BDA0002781879850000032
由输出端电路与次级侧平均电流isec得方程：
Figure BDA0002781879850000033
采用欧拉前向法对上式进行离散化处理：
Figure BDA0002781879850000034
从而得到预测下一时刻的输出电压值Vo(k+1)：
Figure BDA0002781879850000035
其中，Co为输出滤波电容值，fs为开关频率，Ts为采样周期，Vin(k)表示采样时刻的输入电压值，Io(k)为采样时刻的输出电流值，Vo(k)表示采样时刻的输出电压值，Vo(k+1)为预测下一时刻的输出电压值；
将参考电压值V*赋值下一时刻的输出电压Vo(k+1)，且令采样频率为开关频率，从而求得谐振电容电压阈值VH与VL：
Figure BDA0002781879850000041
Figure BDA0002781879850000042
在步骤3中，将谐振电容电压VCr与谐振电容电压阈值VH、VL分别连接于比较器，随后再将比较器连接于SR锁存器；当谐振电容电压VCr大于谐振电容电压阈值VH时，两个比较器分别输出1和0，再经SR锁存器后输出脉冲，从而关断开关管Q1和Q4并导通Q2和Q3，使得谐振腔输入电压为负值；当谐振电容电压VCr小于谐振电容电压阈值VL时，关断开关管Q2和Q3并导通Q1和Q4，使得谐振腔输入电压为正值；当谐振电容电压VCr处于谐振电容电压阈值VH与VL之间时，比较器输出均为0，SR锁存器保持原有状态不变，即保持开关管状态不变。
本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
1、LLC谐振变换器工作模态与状态变量较多，随着时间与外部输入或负载的变化，数学模型将会变得十分复杂。相较于传统控制方法，本发明方法概念直观、易于建模、无需精确模型和复杂控制参数设计。
2、本发明方法在每个周期内开关状态确定且不变，可预测达到参考电压V*所需的谐振电容电压阈值VH与VL，不需要电流环、可复位积分器、各种复杂算法，实现方便简单，且易于增加约束、鲁棒性强。
3、本发明方法在各种工况下都具有优良的动态响应速度，可在一个周期内强制谐振腔进入稳定状态，并且不影响系统的稳态性能，如稳态误差、效率与输出电压纹波等。
附图说明
图1为本发明方法的架构图。
图2为电荷控制示意图。
图3a为电荷控制传统电压闭环负载突变时的波形图，输入电压Vin＝275V，输出电压Vo＝20V，负载从0.6Ω突变为0.4Ω。
图3b为本发明预测电荷控制电压闭环负载突变时的波形图，输入电压Vin＝275V，输出电压Vo＝20V，负载从0.6Ω突变为0.4Ω。
图4a为电荷控制传统电压闭环输入电压突变时的波形图，输入电压Vin从275V突变为250V，输出电压Vo＝20V。
图4b本发明预测电荷控制电压闭环输入电压突变时的波形图，输入电压Vin从275V突变为250V，输出电压Vo＝20V。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。
本实施例提供了一种LLC谐振变换器预测电荷控制方法，如图1所示，所述LLC谐振变换器包括输入直流电源、初级侧全桥逆变电路、谐振腔、变压器、次级侧全桥整流电路和输出滤波电路，所述输入直流电源、初级侧全桥逆变电路和谐振腔依次连接，所述谐振腔连接于变压器的初级侧，所述变压器的次级侧通过次级侧全桥整流电路与输出滤波电路连接；所述初级侧全桥逆变电路包括四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4，开关管Q1、Q3组成一对桥臂，开关管Q2、Q4组成另一对桥臂，所述初级侧全桥逆变电路的两对桥臂并联于输入直流电源；所述谐振腔由谐振电感、励磁电感和谐振电容串联而成，所述次级侧全桥整流电路包括四个二极管D1、D2、D3、D4，二极管D1、D3组成一对桥臂，二极管D2、D4组成另一对桥臂，所述次级侧全桥整流电路的两对桥臂并联于输出滤波电路，所述输出滤波电路由输出滤波电容和负载电阻并联而成。
本实施例所提供的LLC谐振变换器预测电荷控制方法主要是通过预测的两个谐振电容电压阈值VH、VL调节触发脉冲宽度，从而控制LLC谐振变换器中每个周期的输入电荷量，进而在不牺牲稳态性能的同时加速动态响应，其中VH＞VL。技术方案具体步骤如下：
步骤1：实时采样输入直流电源的输入电压Vin、谐振电容电压VCr及LLC谐振变换器的输出电压Vo与输出电流Io。
步骤2：设定参考电压V*，基于离散预测模型与上述所采样的数据，预测下一时刻输出电压Vo达到参考电压V*时所需的谐振电容电压阈值VH、VL，用于控制LLC谐振变换器的输入电荷量。其中，所述离散预测模型是基于电荷控制思想构建的以下数学表达式：
电荷控制一个周期内输入电荷Qin为：
Qin＝2Cr(VH-VL)+4CpVin
其中，Cr为谐振电容值，Cp为开关管结电容等效值，Vin为输入电压，VH与VL为谐振电容电压阈值，VH＝-VL；
由输入电荷Qin与开关频率fs可得输入电流Iin为：
Iin＝Qinfs＝4CrVHfs+4CpVinfs
由输入电压Vin与输入电流Iin可得到输入功率Pin为：
Figure BDA0002781879850000061
假设LLC谐振变换器的效率为100％，则输入功率等于输出功率，由输出电压Vo得LLC谐振变换器的次级侧平均电流isec为：
Figure BDA0002781879850000062
由输出端电路与次级侧平均电流isec可得方程：
Figure BDA0002781879850000063
采用欧拉前向法对上式进行离散化处理：
Figure BDA0002781879850000071
从而可得到预测下一时刻的输出电压值Vo(k+1)：
Figure BDA0002781879850000072
其中，Co为输出滤波电容值，fs为开关频率，Ts为采样周期，Vin(k)表示采样时刻的输入电压值，Io(k)为采样时刻的输出电流值，Vo(k)表示采样时刻的输出电压值，Vo(k+1)为预测下一时刻的输出电压值；
将参考电压值V*赋值下一时刻的输出电压Vo(k+1)，且令采样频率为开关频率，从而可求得谐振电容电压阈值VH与VL：
Figure BDA0002781879850000073
Figure BDA0002781879850000074
步骤3：如图2所示，将谐振电容电压VCr与两个谐振电容电压阈值VH、VL作比较，当谐振电容电压VCr大于谐振电容电压阈值VH时，则关断开关管Q1和Q4并导通Q2和Q3，使得谐振腔输入电压为负值，从而降低谐振电容电压VCr；当谐振电容电压VCr小于谐振电容电压阈值VL时，则关断开关管Q2和Q3并导通Q1和Q4，使得谐振腔输入电压为正值，从而增大谐振电容电压VCr；而其余时刻开关管保持原来开关状态。
在实际操作中，将谐振电容电压VCr与谐振电容电压阈值VH、VL分别连接于比较器，随后再将比较器连接于SR锁存器；当谐振电容电压VCr大于谐振电容电压阈值VH时，两个比较器分别输出1和0，再经SR锁存器后输出脉冲，从而关断开关管Q1和Q4并导通Q2和Q3，使得谐振腔输入电压为负值；当谐振电容电压VCr小于谐振电容电压阈值VL时，关断开关管Q2和Q3并导通Q1和Q4，使得谐振腔输入电压为正值；当谐振电容电压VCr处于谐振电容电压阈值VH与VL之间时，比较器输出均为0，SR锁存器保持原有状态不变，即保持开关管状态不变。
本实施例对LLC谐振变换器分别进行预测电荷控制电压闭环与电荷控制传统电压闭环的simulink动态特性仿真。图3a、3b为LLC谐振变换器输入电压275V、闭环控制输出电压20V，分别采用电荷控制传统电压闭环与预测电荷控制电压闭环这两种控制方式，在2ms时刻负载从0.6Ω突变为0.4Ω的动态响应波形。图4a、4b为LLC谐振变换器闭环控制输出电压20V，分别采用电荷控制传统电压闭环与预测电荷控制电压闭环这两种控制方式，在3ms时刻输入电压由275V切换到250V的动态响应波形。如图3a、3b、4a、4b所示，在负载切换与输入电压变化的动态实验中，电荷控制传统电压闭环动态响应时间为0.15-0.2ms，而预测电荷控制电压闭环动态响应时间几乎为零，输出电压与谐振电容电压在一个周期内就完成了状态的瞬变，重新回到稳态。可见本发明所提预测电荷控制方法在各种工况下都具有优良的动态特性，可在一个周期内强制谐振腔进入稳定状态，并且不影响系统的稳态性能，如稳态误差、效率与输出电压纹波等。
另外，最大开关频率发生在最大输入电压和轻负载时刻，最小开关频率发生在最小输入电压和满载时刻。LLC电路特性决定了其在工作频率范围内输入阻抗呈现为感性，所以电流滞后于电压，可实现初级侧开关管零电压开通(ZVS)，降低损耗。因此，本发明方法仍具有软开关特性。
以上所述实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种LLC谐振变换器预测电荷控制方法，所述LLC谐振变换器包括输入直流电源、初级侧全桥逆变电路、谐振腔、变压器、次级侧全桥整流电路和输出滤波电路，所述输入直流电源、初级侧全桥逆变电路和谐振腔依次连接，所述谐振腔连接于变压器的初级侧，所述变压器的次级侧通过次级侧全桥整流电路与输出滤波电路连接；所述初级侧全桥逆变电路包括四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4，开关管Q1、Q3组成一对桥臂，开关管Q2、Q4组成另一对桥臂，所述初级侧全桥逆变电路的两对桥臂并联于输入直流电源；所述谐振腔由谐振电感、励磁电感和谐振电容串联而成，所述次级侧全桥整流电路包括四个二极管D1、D2、D3、D4，二极管D1、D3组成一对桥臂，二极管D2、D4组成另一对桥臂，所述次级侧全桥整流电路的两对桥臂并联于输出滤波电路，所述输出滤波电路由输出滤波电容和负载电阻并联而成；其特征在于，所述方法是通过预测的两个谐振电容电压阈值VH、VL调节触发脉冲宽度，从而控制LLC谐振变换器中每个周期的输入电荷量，进而在不牺牲稳态性能的同时加速动态响应，其中VH＞VL，其包括以下步骤：
步骤1：实时采样输入直流电源的输入电压Vin、谐振电容电压VCr及LLC谐振变换器的输出电压Vo与输出电流Io；
步骤2：设定参考电压V*，基于离散预测模型与上述所采样的数据，预测下一时刻输出电压Vo达到参考电压V*时所需的谐振电容电压阈值VH、VL，用于控制LLC谐振变换器的输入电荷量；
所述离散预测模型是基于电荷控制思想构建的以下数学表达式：
电荷控制一个周期内输入电荷Qin为：
Qin＝2Cr(VH-VL)+4CpVin
其中，Cr为谐振电容值，Cp为开关管结电容等效值，Vin为输入电压，VH与VL为谐振电容电压阈值，VH＝-VL；
由输入电荷Qin与开关频率fs得输入电流Iin为：
Iin＝Qinfs＝4CrVHfs+4CpVinfs
由输入电压Vin与输入电流Iin得到输入功率Pin为：
Figure FDA0003283733790000021
假设LLC谐振变换器的效率为100％，则输入功率等于输出功率，由输出电压Vo得LLC谐振变换器的次级侧平均电流isec为：
Figure FDA0003283733790000022
由输出端电路与次级侧平均电流isec得方程：
Figure FDA0003283733790000023
采用欧拉前向法对上式进行离散化处理：
Figure FDA0003283733790000024
从而得到预测下一时刻的输出电压值Vo(k+1)：
Figure FDA0003283733790000025
其中，Co为输出滤波电容值，fs为开关频率，Ts为采样周期，Vin(k)表示采样时刻的输入电压值，Io(k)为采样时刻的输出电流值，Vo(k)表示采样时刻的输出电压值，Vo(k+1)为预测下一时刻的输出电压值；
将参考电压值V*赋值下一时刻的输出电压Vo(k+1)，且令采样频率为开关频率，从而求得谐振电容电压阈值VH与VL：
Figure FDA0003283733790000026
Figure FDA0003283733790000027
步骤3：将谐振电容电压VCr与两个谐振电容电压阈值VH、VL作比较，当谐振电容电压VCr大于谐振电容电压阈值VH时，则关断开关管Q1和Q4并导通Q2和Q3，使得谐振腔输入电压为负值，从而降低谐振电容电压VCr；当谐振电容电压VCr小于谐振电容电压阈值VL时，则关断开关管Q2和Q3并导通Q1和Q4，使得谐振腔输入电压为正值，从而增大谐振电容电压VCr；而其余时刻开关管则保持原来开关状态。
2.根据权利要求1所述的一种LLC谐振变换器预测电荷控制方法，其特征在于，在步骤3中，将谐振电容电压VCr与谐振电容电压阈值VH、VL分别连接于比较器，随后再将比较器连接于SR锁存器；当谐振电容电压VCr大于谐振电容电压阈值VH时，两个比较器分别输出1和0，再经SR锁存器后输出脉冲，从而关断开关管Q1和Q4并导通Q2和Q3，使得谐振腔输入电压为负值；当谐振电容电压VCr小于谐振电容电压阈值VL时，关断开关管Q2和Q3并导通Q1和Q4，使得谐振腔输入电压为正值；当谐振电容电压VCr处于谐振电容电压阈值VH与VL之间时，比较器输出均为0，SR锁存器保持原有状态不变，即保持开关管状态不变。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113644825B (zh) * 2021-08-11 2022-06-10 深圳市瀚强科技股份有限公司 一种基于llc控制输出方法、电路及装置

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201947863A (zh) * 2018-05-14 2019-12-16 龍華科技大學 一種可隨負載變動調整輸入電壓之llc諧振轉換器

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2339734A1 (en) * 2009-12-28 2011-06-29 STMicroelectronics S.r.l. Charge-mode control device for a resonant converter
CN207518331U (zh) * 2017-11-14 2018-06-19 华南理工大学 一种基于半桥llc谐振变换器的车载充电器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201947863A (zh) * 2018-05-14 2019-12-16 龍華科技大學 一種可隨負載變動調整輸入電壓之llc諧振轉換器

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