CN110829822A

CN110829822A - 优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器

Info

Publication number: CN110829822A
Application number: CN201810889243.3A
Authority: CN
Inventors: 陈恺立; 姚凯; 唐焕奇; 李垒; 冒春艳
Original assignee: Nanjing University of Science and Technology
Current assignee: Nanjing University of Science and Technology
Priority date: 2018-08-07
Filing date: 2018-08-07
Publication date: 2020-02-21
Anticipated expiration: 2038-08-07
Also published as: CN110829822B

Abstract

本发明公开了一种优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，包括主功率电路、CRM控制和驱动电路、第一跟随电路、第二跟随电路、前馈电压相位校正电路、电压前馈电路和输出电压反馈电路；其中第一跟随电路的输入端连接分压后的整流电压，输出端连接DSP的第一A/D端口；第二跟随电路的输入端连接分压后的输出电压，输出端连接DSP的第二A/D端口和L6561电压反馈脚1；输入电压经相位校正电路ZCD1连接DSP的Ecap端口；DSP经D/A变换器连接L6561乘法器输入脚3。本发明引入电压前馈电路，使得开关管的导通时间在一个工频周期内按照一定的规律变化，实现了开关频率变化范围的优化。

Description

优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是一种优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器。

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低的优点。

有源PFC变换器可以采用多种电路拓扑和控制方法，其中Boost PFC变换器是常用的几种PFC变换器之一，根据电感电流连续与否，可将其分为三种工作模式，即电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)，电感电流临界连续模式(Critical ContinuousCurrent Mode,CRM)，电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM)。

CRM Boost PFC变换器一般应用在中小功率场合，其优点是开关管零电流开通、升压二极管无反向恢复、PF高，但是其开关频率随输入电压和负载的变化而变化，电感和EMI滤波器的设计较复杂。

发明内容

本发明的目的在于提供一种优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，通过引入电压前馈，将工频周期内开关频率的变化范围降低。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路；

所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、第一电感L_b、开关管Q_b、第一二极管D_b、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与第一电感L_b的一端连接，第一电感L_b另一端分别接入开关管Q_b的漏极和第一二极管D_b的阳极，第一二极管D_b的阴极分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，开关管Q_b的源极、滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路、第一跟随电路、第二跟随电路、前馈电压相位校正电路、电压前馈电路、输出电压反馈电路；其中CRM控制和驱动电路的输出端与开关管Q_b的门极连接；第一分压跟随电路的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一跟随电路的输出端与电压前馈电路的ADC1模块连接；第二跟随电路的输入端与主功率电路的输出电压V_o的正极连接，第二跟随电路的输出端分别与电压前馈电路的ADC2模块和CRM控制和驱动电路中集成芯片L6561的引脚1连接；前馈电压相位校正电路的输入端连接交流输入电压，输出端连接电压前馈电路的Ecap模块；电压前馈电路的输出端和CRM控制和驱动电路中集成芯片L6561的乘法器输入端引脚3连接；输出电压反馈电路的输入端连接主功率电路的输出电压V_o的正极和CRM控制和驱动电路中集成芯片L6561的引脚1，输出端连接CRM控制和驱动电路中集成芯片L6561的引脚2。

进一步地，所述的CRM控制和驱动电路，包括第二电感L_z、第z电阻R_z、第t电阻R_t、第d电阻R_d、驱动器、集成芯片L6561；所述第二电感L_z的一端连接参考点电位零点、另一端连接第z电阻R_z的一端，其中第二电感L_z连接参考电位零点的一端与第一电感L_b连接整流桥的一端为同名端，集成芯片L6561的过零检测输入端连接第z电阻R_z的另一端，电压前馈电路的输出端连接集成芯片L6561的乘法器输入端引脚3，输出电压反馈电路的输入端连接主功率电路的输出电压V_o的正极和集成芯片L6561的引脚1，输出端连接集成芯片L6561的引脚2，第t电阻R_t一端连接开关管Q_b的源极和集成芯片L6561的引脚4，另一端接地，集成芯片L6561的输出端引脚7通过与驱动第d电阻R_d串联后接入开关管Q_b的门极。

进一步地，所述的第一跟随电路包括第一运算放大器A₁、第一电阻R₁、第二电阻R₂；所述第一运算放大器A₁的正相输入端一方面通过第一电阻R₁与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一方面通过第二电阻R₂接地；第一运算放大器A₁的反向输入端与输出端A直接连接，构成同相电压跟随器。

进一步地，所述的第二跟随电路包括第二运算放大器A₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄；所述第二运算放大器A₂的正相输入端一方面通过第三电阻R₃与主功率电路的输出电压V_o的正极连接，另一方面通过第四电阻R₄接地；第二运算放大器A₂的反向输入端与输出端直接连接，构成同相电压跟随器。

进一步地，所述的前馈电压相位校正电路包括电压互感器VT、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂和第十三电阻R₁₃、第三运算放大器A₃、第二二极管D、电压比较器LM393和施密特触发器74HC14；所述第六电阻R₆的一端与交流电压输入端连接，第六电阻R₆的另一端与电压互感器VT一端连接，第七电阻R₇两端分别连接电压互感器VT输出端，且其中一端接地；第八电阻R₈的一端与电压互感器VT的输出端连接，另一端连接第三运算放大器A₃的正向输入端，第九电阻R₉的一端与第三运算放大器A₃的反向输出端连接，另一端接地；第十电阻R₁₀的一端与第三运算放大器A₃的反向输出端连接，另一端与第三运算放大器A₃的输出端共同连接电压比较器LM393的引脚7，第十一电阻R₁₁的两端分别连接LM393的引脚4和引脚5，第二二极管D的阳极与LM393的引脚6连接并接地，阴极与LM393的引脚5连接并接入施密特触发器74HC14的输入端，74HC14的输出端连接第十二电阻R₁₂的一端，第十二电阻R₁₂的另一端连接电压前馈电路的Ecap模块，同时经第十三电阻R₁₃接地。

进一步地，所述的电压前馈电路包括DSP芯片TMS320F28335D和DA芯片DAC8568；所述DSP芯片TMS320F28335D的第一AD模块ADC1连接第一跟随电路的输出，第二AD模块ADC2连接第二跟随电路的输出，Ecap模块连接前馈电压相位校正电路的输出，DSP芯片TMS320F28335D的输出连接DA芯片DAC8568的输入端，DA芯片DAC8568的输出端连接CRM控制和驱动电路中集成芯片L6561的乘法器输入引脚3。

进一步地，所述输出电压反馈电路包括第五电阻R₅和第一电容C₁；所述第五电阻R₅与第一电容C₁串联连接，其一端连接CRM控制和驱动电路中集成芯片L6561的引脚1和第二跟随电路的输出，另一端连接CRM控制和驱动电路中集成芯片L6561的引脚2。

本发明与现有技术相比，其显著优点是：(1)将工频周期内开关频率的变化范围降为最低，在90VAC、176VAC、264VAC输入电压下，工频周期内的开关频率最大值与最小值之比分别从1.467、2.647、15.011降至1.048、1.112、1.23；(2)输出电压纹波减小，在90VAC、176VAC、264VAC输入电压下，输出电压纹波分别降至原先的92.3％、77.3％、49.4％。

附图说明

图1是Boost PFC变换器主电路示意图。

图2是CRM Boost PFC变换器的电感电流波形图。

图3是半个工频周期内CRM Boost PFC变换器的电感电流波形图。

图4是3、5次电流谐波取不同值时f_s在半个工频周期内的变化曲线图。

图5是最优3、5次谐波拟合曲线图，其中(a)为3次谐波拟合曲线图，(b)为5次谐波拟合曲线图。

图6是最优3、5次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线图。

图7是不同输入电压下的临界电感值变化曲线图。

图8是f_s在半个工频周期内的变化曲线图，其中(a)为90VAC的变化曲线图，(b)为176VAC的变化曲线图，(c)为264VAC的变化曲线图。

图9是定导通时间控制和变导通时间控制两种控制方式下最大与最小开关频率之比随输入电压的变化曲线图。

图10是定导通时间控制和变导通时间控制两种控制方式下瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。

图11是定导通时间控制和变导通时间控制两种控制方式下输出纹波之比的变化曲线图。

图12是本发明优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器的电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

1 CRM Boost PFC变换器的工作原理

图1是Boost PFC变换器主电路。

作如下设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。

图2给出了CRM时一个开关周期中的电感电流波形。当Q_b导通时，D_b截止，升压电感L_b两端的电压为v_g，其电流i_Lb由零开始以v_g/L_b的斜率线性上升。当Q_b关断时，i_Lb通过D_b续流，此时L_b两端的电压为v_o，i_Lb以(v_g-V_o)/L_b的斜率下降。由于Boost变换器工作在CRM模式，因此在i_Lb下降到零时，开关管Q_b开通，开始新的开关周期。

定义输入交流电压v_in的表达式为：

v_in＝V_msinωt (1)

其中V_m和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。

则输入电压整流后的电压为：

v_g＝V_m·|sinωt| (2)

在一个开关周期内，电感电流峰值i_{Lb_pk}为：

其中t_on为Q_b的导通时间。

在每个开关周期内，L_b两端的伏秒面积平衡，那么Q_b的关断时间为：

从图2可以看出，每个开关周期内，电感电流的平均值i_{lb_av}为其峰值的一半，由式(3)可得：

由式(5)可知，如果在一个工频周期内，t_on是固定的，那么电感电流的平均值为正弦形式。从式(4)可以看出，t_off是随输入电压瞬时值变化的，即一个工频周期中开关频率不断变化。

图3给出了在半个工频周期内电感电流、峰值包络线和平均值的波形。

由式(5)和图1可以看出，输入电流为：

假设变换器的输出功率为P_o，效率为1，由输入输出功率平衡可得：

由式(7)可得：

将式(8)分别代入式(5)和式(6)，可得：

其中为基波电流幅值。

由式(4)和式(8)可得：

结合式(8)和式(11)可得：

通过式(12)可知，工频周期中开关频率最大和最小的时刻分别为输入电压过零处和峰值处，即ωt＝0和ωt＝π/2时，有：

二者之比为：

由式(15)可知，如果限定最低开关频率，则最大电感值的表达式为：

2优化频率变化范围的控制策略

为实现开关频率变化范围优化，采用变导通时间控制法，可在电感峰值电流中注入与基波相位相同的3、5次谐波，则输入电流的表达式为：

式中

为基波电流幅值，

和

为谐波电流对基波电流幅值I₁的标幺值。

联立式(6)和式(17)可得：

结合式(18)和式(4)可得：

根据(19)，作出注入不同3、5次谐波量的频率变化曲线图，如图4所示。总存在一组最优的3、5次谐波，使频率的变化范围最小。该曲线满足f_s(0)＝f_s(ωt₂)和f_s(π/2)＝f_s(ωt₁)这两个关系式，其中ωt₁和ωt₂分别是导数值为0的两个点，且有ωt₁<ωt₂。

对(19)进行求导可得：

显然其中一个根为ωt＝π/2。当0<ωt<π/2时，为求取ωt₁和ωt₂，需要求解关于sinωt的一个四次方程，定义一系列的中间变量。

A＝8，B＝-4c，C＝2bd-8e，D＝e(4c-b²)-d² (23)

则方程的两个根可以表示为：

将(26)和(27)代入(20)中进行求解，可以代入具体数值求得每一组输入、输出电压下的最优三五次谐波值，再拟合求得三五次谐波的表达式，即：

通过计算结果拟合的曲线如图5所示，拟合的误差小于1％。

根据IEC61000-3-2，Class D标准要求，输入电流3、5次谐波与输入功率之比应满足式(30)：

V_m从到

之间变化，输出电压V_o为400V时，根据式(28)、(29)和式(30)作出图6，可以看出，在任何输入电压下，最优3次谐波均低于IEC61000-3-2，Class D标准的限值。

3性能对比

3.1电感值及开关频率的变化

设计参数如下：

输入电压有效值V_{in_rms}＝90～264VAC；输出功率P_o＝120W；输出电压V_o＝400V；最低开关频率f_{s_min}＝30kHz。

由(19)可以推导临界电感的表达式为：

根据变换器的设计参数，将(28)、(29)代入(31)，可以得到图7。从图中可以看出，定导通时间控制和变导通时间控制下的临界电感值分别为L_b1＝0.645mH和L_b2＝0.801mH。

将(28)、(29)及求得的临界电感分别代入式19可得：

由变换器设计参数和(34)，可作出两种控制方式下f_s在半个工频周期内的变化曲线，如图8所示。

定义

则在两种控制方式下电压的最大值和最小值之比可以分别表示为：

根据上式作出图9，可以发现采用变导通时间控制后，开关频率最大值与最小值之比降低，输入电压越高，降低幅度越大。

3.2输出电压纹波的减小

采用定导通时间控制时，由式(1)和式(5)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：

采用变导通时间控制时，由式(1)、(17)、(28)和式(29)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：

由式(35)和式(36)可以作出两种方式下的瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线，如图10所示。当p^* _in(t)>1时，储能电容C_o充电；当p^* _in(t)<1时，C_o放电。p^* _in(t)假设从ωt＝0开始，定导通时间控制和变导通时间控制的p^* _in(t)的波形与1的第一个交点对应的时间轴坐标分别为t₁和t₂，则储能电容C_o在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为：

根据电容储能的计算公式，和

可表示为：

其中ΔV_o1和ΔV_o2分别是定导通时间和变导通时间控制下的输出电压纹波值。

由式(37)和式(38)可得输出电压纹波：

由式(39)和(40)可作出图11，从图中可以看出，采用变导通时间控制后，输出电压的纹波值大大减小，且电压越高，输出电压纹波越小。

4本发明优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器

结合图12，整流后电压v_g经第一分压跟随电路得到v_A接入DSP的第一AD转换器后，DSP获取主功率电路的输入电压V_m。输出电压V_o经第二分压跟随电路得

v_B接入DSP的第二AD转换器后，DSP获取主功率电路的输出电压V_o。输入电压v_in经前馈电压相位校正电路ZCD1后得到v_Ecap，v_Ecap接入DSP的Ecap模块，DSP通过捕捉v_Ecap上升沿，获得输入电压的基准相位。DSP通过获取的输入电压V_m和输出电压V_o，求得最优的三五次谐波值

和

再根据输入电压的相位，通过DA变换器输出

输出电压V_o通过输出电压反馈电路得到误差信号v_EA，v_EA与v_DAC接入CRM控制和驱动电路的乘法器，其输出电压与第t电阻R_t上的电压比较后控制开关管Q_b的关断，第z电阻R_z上的电压经过零检测后控制开关管Q_b的开通，可得到如式(18)所示变化规律的导通时间。其中v_A、v_B、v_Ecap和v_DAC分别为第一跟随电路、第二跟随电路、前馈电压相位校正电路、DA变换器的电压输出值。

具体电路如下：

本发明的优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，包括主功率电路1和控制电路；

所述主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、第一电感L_b、开关管Q_b、第一二极管D_b、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与第一电感L_b的一端连接，第一电感L_b另一端分别接入开关管Q_b的漏极和第一二极管D_b的阳极，第一二极管D_b的阴极分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，开关管Q_b的源极、滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

以

为导通时间变化规律，作为控制电路的输出信号驱动开关管Q_b；

所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路2、第一跟随电路3、第二跟随电路4、前馈电压相位校正电路5、电压前馈电路6、输出电压反馈电路7；其中CRM控制和驱动电路2的输出端与开关管Q_b的门极连接；第一分压跟随电路3的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一跟随电路3的输出端与电压前馈电路6的ADC1模块连接；第二跟随电路4的输入端与主功率电路1的输出电压V_o的正极连接，第二跟随电路4的输出端分别与电压前馈电路6的ADC2模块和CRM控制和驱动电路2中集成芯片L6561的引脚1连接；前馈电压相位校正电路5的输入端连接交流输入电压，输出端连接电压前馈电路6的Ecap模块；电压前馈电路6的输出端和CRM控制和驱动电路2中集成芯片L6561的乘法器输入端引脚3连接；输出电压反馈电路7的输入端连接主功率电路1的输出电压V_o的正极和CRM控制和驱动电路2中集成芯片L6561的引脚1，输出端连接CRM控制和驱动电路2中集成芯片L6561的引脚2。

所述的CRM控制和驱动电路2包括第二电感L_z、第z电阻R_z、第t电阻R_t、第d电阻R_d、驱动器、集成芯片L6561；所述第二电感L_z的一端连接参考点电位零点、另一端连接第z电阻R_z的一端，其中第二电感L_z连接参考电位零点的一端与第一电感L_b连接整流桥的一端为同名端，集成芯片L6561的过零检测输入端连接第z电阻R_z的另一端，电压前馈电路6的输出端连接集成芯片L6561的乘法器输入端引脚3，输出电压反馈电路7的输入端连接主功率电路1的输出电压V_o的正极和集成芯片L6561的引脚1，输出端连接集成芯片L6561的引脚2，第t电阻R_t一端连接开关管Q_b的源极和集成芯片L6561的引脚4，另一端接地，集成芯片L6561的输出端引脚7通过与驱动第d电阻R_d串联后接入开关管Q_b的门极。

所述的第一跟随电路3包括第一运算放大器A₁、第一电阻R₁、第二电阻R₂；所述第一运算放大器A₁的正相输入端一方面通过第一电阻R₁与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一方面通过第二电阻R₂接地；第一运算放大器A₁的反向输入端与输出端A直接连接，构成同相电压跟随器。。

所述的第二跟随电路4包括第二运算放大器A₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄；所述第二运算放大器A₂的正相输入端一方面通过第三电阻R₃与主功率电路(1)的输出电压V_o的正极连接，另一方面通过第四电阻R₄接地；第二运算放大器A₂的反向输入端与输出端直接连接，构成同相电压跟随器。

所述的前馈电压相位校正电路5包括电压互感器VT、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂和第十三电阻R₁₃、第三运算放大器A₃、第二二极管D、电压比较器LM393和施密特触发器74HC14；所述第六电阻R₆的一端与交流电压输入端连接，第六电阻R₆的另一端与电压互感器VT一端连接，第七电阻R₇两端分别连接电压互感器VT输出端，其中一端接地，第八电阻R₈的一端与电压互感器VT的输出端连接，另一端连接第三运算放大器A₃的正向输入端，第九电阻R₉的一端与第三运算放大器A₃的反向输出端连接，另一端接地，第十电阻R₁₀的一端与第三运算放大器A₃的反向输出端连接，另一端与第三运算放大器A₃的输出端共同连接电压比较器LM393的引脚7，第十一电阻R₁₁的两端分别连接LM393的引脚4和引脚5，第二二极管D的阳极与LM393的引脚6连接并接地，阴极与LM393的引脚5连接并接入施密特触发器74HC14的输入端，74HC14的输出端连接第十二电阻R₁₂的一端，第十二电阻R₁₂的另一端连接电压前馈电路(6)的Ecap模块，同时经第十三电阻R₁₃接地。

所述的电压前馈电路6包括DSP芯片TMS320F28335D和DA芯片DAC8568；所述DSP芯片TMS320F28335D的第一AD模块ADC1连接第一跟随电路3的输出，第二AD模块ADC2连接第二跟随电路4的输出，Ecap模块连接前馈电压相位校正电路5的输出，DSP芯片TMS320F28335D的输出连接DA芯片DAC8568的输入端，DA芯片DAC8568的输出端连接CRM控制和驱动电路2中集成芯片L6561的乘法器输入引脚3。

所述输出电压反馈电路7包括第五电阻R₅和第一电容C₁；所述第五电阻R₅与第一电容C₁串联连接，其一端连接CRM控制和驱动电路2中集成芯片L6561的引脚1和第二跟随电路4的输出，另一端连接CRM控制和驱动电路2中集成芯片L6561的引脚2。

综上所述，本发明的优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，采用变导通时间控制实现电感峰值电流中含有一定量的与基波初始相位相同的三次谐波和五次谐波，该三次谐波和五次谐波使得工频周期内开关频率最大值与最小值之比降低，并减小了输出电压纹波。

Claims

1.一种优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路；

所述主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、第一电感L_b、开关管Q_b、第一二极管D_b、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与第一电感L_b的一端连接，第一电感L_b另一端分别接入开关管Q_b的漏极和第一二极管D_b的阳极，第一二极管D_b的阴极分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，开关管Q_b的源极、滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路(2)、第一跟随电路(3)、第二跟随电路(4)、前馈电压相位校正电路(5)、电压前馈电路(6)、输出电压反馈电路(7)；其中CRM控制和驱动电路(2)的输出端与开关管Q_b的门极连接；第一分压跟随电路(3)的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一跟随电路(3)的输出端与电压前馈电路(6)的ADC1模块连接；第二跟随电路(4)的输入端与主功率电路(1)的输出电压V_o的正极连接，第二跟随电路(4)的输出端分别与电压前馈电路(6)的ADC2模块和CRM控制和驱动电路(2)中集成芯片L6561的引脚1连接；前馈电压相位校正电路(5)的输入端连接交流输入电压，输出端连接电压前馈电路(6)的Ecap模块；电压前馈电路(6)的输出端和CRM控制和驱动电路(2)中集成芯片L6561的乘法器输入端引脚3连接；输出电压反馈电路(7)的输入端连接主功率电路(1)的输出电压V_o的正极和CRM控制和驱动电路(2)中集成芯片L6561的引脚1，输出端连接CRM控制和驱动电路(2)中集成芯片L6561的引脚2。

2.根据权利要求1所述的优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的CRM控制和驱动电路(2)，包括第二电感L_z、第z电阻R_z、第t电阻R_t、第d电阻R_d、驱动器、集成芯片L6561；所述第二电感L_z的一端连接参考点电位零点、另一端连接第z电阻R_z的一端，其中第二电感L_z连接参考电位零点的一端与第一电感L_b连接整流桥的一端为同名端，集成芯片L6561的过零检测输入端连接第z电阻R_z的另一端，电压前馈电路(6)的输出端连接集成芯片L6561的乘法器输入端引脚3，输出电压反馈电路(7)的输入端连接主功率电路(1)的输出电压V_o的正极和集成芯片L6561的引脚1，输出端连接集成芯片L6561的引脚2，第t电阻R_t一端连接开关管Q_b的源极和集成芯片L6561的引脚4，另一端接地，集成芯片L6561的输出端引脚7通过与驱动第d电阻R_d串联后接入开关管Q_b的门极。

3.根据权利要求1所述的优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的第一跟随电路(3)包括第一运算放大器A₁、第一电阻R₁、第二电阻R₂；所述第一运算放大器A₁的正相输入端一方面通过第一电阻R₁与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一方面通过第二电阻R₂接地；第一运算放大器A₁的反向输入端与输出端A直接连接，构成同相电压跟随器。

4.根据权利要求1所述的优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的第二跟随电路(4)包括第二运算放大器A₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄；所述第二运算放大器A₂的正相输入端一方面通过第三电阻R₃与主功率电路(1)的输出电压V_o的正极连接，另一方面通过第四电阻R₄接地；第二运算放大器A₂的反向输入端与输出端直接连接，构成同相电压跟随器。

5.根据权利要求1所述的优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的前馈电压相位校正电路(5)包括电压互感器VT、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂和第十三电阻R₁₃、第三运算放大器A₃、第二二极管D、电压比较器LM393和施密特触发器74HC14；所述第六电阻R₆的一端与交流电压输入端连接，第六电阻R₆的另一端与电压互感器VT一端连接，第七电阻R₇两端分别连接电压互感器VT输出端，且其中一端接地；第八电阻R₈的一端与电压互感器VT的输出端连接，另一端连接第三运算放大器A₃的正向输入端，第九电阻R₉的一端与第三运算放大器A₃的反向输出端连接，另一端接地；第十电阻R₁₀的一端与第三运算放大器A₃的反向输出端连接，另一端与第三运算放大器A₃的输出端共同连接电压比较器LM393的引脚7，第十一电阻R₁₁的两端分别连接LM393的引脚4和引脚5，第二二极管D的阳极与LM393的引脚6连接并接地，阴极与LM393的引脚5连接并接入施密特触发器74HC14的输入端，74HC14的输出端连接第十二电阻R₁₂的一端，第十二电阻R₁₂的另一端连接电压前馈电路(6)的Ecap模块，同时经第十三电阻R₁₃接地。

6.根据权利要求1或2所述的优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的电压前馈电路(6)包括DSP芯片TMS320F28335D和DA芯片DAC8568；所述DSP芯片TMS320F28335D的第一AD模块ADC1连接第一跟随电路(3)的输出，第二AD模块ADC2连接第二跟随电路(4)的输出，Ecap模块连接前馈电压相位校正电路(5)的输出，DSP芯片TMS320F28335D的输出连接DA芯片DAC8568的输入端，DA芯片DAC8568的输出端连接CRM控制和驱动电路(2)中集成芯片L6561的乘法器输入引脚3。

7.根据权利要求1或2所述的优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述输出电压反馈电路(7)包括第五电阻R₅和第一电容C₁；所述第五电阻R₅与第一电容C₁串联连接，其一端连接CRM控制和驱动电路(2)中集成芯片L6561的引脚1和第二跟随电路(4)的输出，另一端连接CRM控制和驱动电路(2)中集成芯片L6561的引脚2。