CN111865064B - 一种分段定导通时间控制的crm降压-升降压变换器 - Google Patents

一种分段定导通时间控制的crm降压-升降压变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种分段定导通时间控制的CRM降压‑升降压变换器。该变换器包括主功率电路和控制电路，控制电路包括输入电压前馈电路、第一乘法器、RS触发器和比较器、第一选通开关、切换信号产生电路、输出电压反馈电路、与门和非门、开关管驱动电路和输出电压采样电路；控制电路根据主功率电路的输入电压前馈和输出电压反馈产生控制信号，驱动主功率电路中的两个开关管工作，使得变换器在一个工频周期内工作在Buck阶段和Buck/Boost阶段的导通时间不同，使输入电流更接近与输入电压同相位的正弦波，在输入电压范围内将PF值提高。本发明提高了变换器的功率因数，并具有电感电流峰值小、开关管导通损耗小、所需二极管应力小的优点。

Description

一种分段定导通时间控制的CRM降压-升降压变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是CRM降压-升降压变换器的分段定导通时间控制方法。
背景技术
功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。从80年代发展以来，各国学者从控制策略、电路拓扑、小信号建模等角度对有源功率因数校正技术(APFC) 进行了深入的研究，并取得了一系列的研究成果。就目前而言，APFC技术新的一个研究热点是对PFC电路拓扑的研究。理论上任何一种DC/DC变流器拓扑都能作为PFC 变换器的拓扑，但到目前为止，传统的有源PFC还是广泛采用Boost拓扑。虽然Boost PFC是一种提高功率因数、降低电流谐波的有效方式，但是在低压输入时的损耗较大，是制约其发展的瓶颈，而Buck PFC由于Buck电路自身降压的特性，使得输入输出电压较为接近，可以使其在整个输入电压范围内都能保持较高的效率，另外，Buck PFC 输出电压低、共模EMI噪声小、无需浪涌限制器和主电感小等这些优点都使得Buck PFC 逐渐成为功率因数校正技术的一个研究热点。
但是Buck PFC变换器存在固有的死区即输入电压低于输出电压时电路不工作，限制了PF值的提高，所以提出了Buck-Buck/Boost PFC变换器，当输入电压低于输出电压时，Buck/Boost工作，当输入电压高于输出电压时，Buck工作。传统的CRM Buck-Buck/BoostPFC变换器每个开关周期的导通时间相同，虽然控制简单、二极管没有反向恢复问题，但是存在电感电流峰值大、EMI差模特性差、开关管导通损耗大， PF值在低压处较低的缺点。
发明内容
本发明的目的在于提供一种电感电流峰值小、开关管导通损耗小、所需二极管应力小的分段定导通时间控制的CRM降压-升降压变换器，从而在整个90V～264V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种分段定导通时间控制的CRM降压-升降压变换器，采用该控制方法的变换器包括主功率电路和控制电路；
所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、主电感L、第二开关管Qb/b、第一开关管Qb、二极管Dfw、输出电容Co、负载RL、第一电流采样电阻Rs_1和第二电流采样电阻Rs_2；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接， EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极同时与主电感L的一端和二极管Dfw的一端连接，主电感L的另一端同时与第二开关管Qb/b、输出电容Co和负载 RL的一端相连接，二极管Dfw的另一端同时与第一开关管Qb的一端、输出电容Co和负载RL的另一端连接，第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的另一端分别与第一电流采样电阻Rs_1和第二电流采样电阻Rs_2连接，第一电流采样电阻Rs_1和第二电流采样电阻Rs_2的另一端为参考电位零点；
所述控制电路包括输入电压前馈电路、第一乘法器、RS触发器和比较器、第一选通开关、切换信号产生电路、输出电压反馈电路、与门和非门、开关管驱动电路和输出电压采样电路，所述输入电压前馈电路包括第二～第五运算放大器A2、A3、A4、A5，第二选通开关、第二乘法器和第三乘法器；所述输出电压采样电路的第一电阻R1和第三电阻R3分别与主功率电路的输出负载RL的两端相连；输入电压前馈电路与主功率电路通过vg端连接，输入电压前馈电路与输出电压采样电路通过M端连接，输入电压前馈电路的第二选通开关的3引脚与第一乘法器的第一输入端vx相连，输入电压前馈电路的第二选通开关的4引脚与切换信号产生电路的L端连接；第一乘法器的第二输入端 vy与输出电压反馈电路的I端连接，第一乘法器的输出端J与RS触发器和比较器的第一比较器comp1的同相输入端相连；RS触发器和比较器的第一比较器comp1的反相输入端与第一选通开关的9引脚相连，RS触发器和比较器的输出端Q与与门和非门的两个与门输入端相连；第一选通开关的7脚和10脚分别与主功率电路的采样电阻电压vRs_1和vRs_2相连，第一选通开关的8脚与切换信号产生电路的L端连接；切换信号产生电路与主功率电路通过vg端连接，切换信号产生电路的L端与与门和非门的非门输入端相连；开关管驱动电路接收来自与门和非门的驱动信号，来分别驱动第二开关管Qb/b和第一开关管Qb工作。
进一步地，Buck开关管Qb和Buck/Boost开关管Qb/b的导通时间tonb、tonb/b之间的关系满足：
Figure BDA0002042005440000031
其中，L为主电感，Vo为输出电压，Po为输出功率，Vm为输入电压峰值，t为时间，ω为输入电压角频率，
Figure BDA0002042005440000032
Vbou为切换变换器工作阶段的边界电压；
在定Vm下，第一开关管Qb导通时间tonb的最优解tonb_optimal为：
Figure BDA0002042005440000033
进一步地，为了能够用模拟电路去实现最优的导通时间，使Buck开关管Qb和Buck/Boost开关管Qb/b的导通时间tonb、tonb/b之间的比值满足下式：
Figure BDA0002042005440000034
进一步地，所述输入电压前馈电路中，第二运算放大器A2构成电压跟随器，其同相输入端与主功率电路的二极管整流电路RB整流后的电压vg经第五分压电阻R5和第六分压电阻R6后连接，第二运算放大器A2的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号同时与第三乘法器的两个输入端、第四运算放大器A4构成的加法电路的反相输入端连接；第三运算放大器A3构成减法电路，其同相输入端与第三乘法器的输出端连接，其反相输入端与第四运算放大器A4构成的加法电路的输出端连接；第二乘法器的第一输入端vx与第二运算放大器A2的输出端连接，第二乘法器的第二输入端vy与第三运算放大器A3的输出端连接，第二乘法器的输出信号与第二选通开关的输入2引脚相连，第二选通开关的输入5引脚与第五运算放大器A5构成的减法电路的输出端连接。
进一步地，通过前馈电路使得送进第二乘法器第一输入端vx的电压vH满足下式：
Figure BDA0002042005440000035
其中kvg为分压系数。
进一步地，所述RS触发器和比较器，选用L6561或L6562型号的集成IC电路， RS触发器和比较器的第一比较器comp1将同相端第一乘法器的输出信号和反相端第一选通开关的输出信号进行比较，产生的信号再送入RS触发器的R端，控制第一选通开关中开关管的关断；RS触发器的S端与由主功率电路的主电感L的辅助绕组和电阻 RZCD构成的过零检测电路的输出端连接，控制第一选通开关中开关管的开通。
进一步地，所述切换信号产生电路的第二比较器comp2同相端与主功率电路的二极管整流电路RB整流后的电压vg经第二十二分压电阻R22和第二十三分压电阻R23后连接，反相端与给定的边界电压Vboundary连接，第二比较器comp2的输出信号送入与门和非门的输入端和输入电压前馈电路的第二选通开关的4引脚、第一选通开关的8引脚；与门和非门的第一与门AND Gate1将RS触发器和比较器的输出信号和切换信号产生电路的第二比较器comp2的输出信号相与再送入开关管驱动电路驱动第一开关管Qb，与门和非门的第二与门AND Gate2将RS触发器和比较器的输出信号和非门的输出信号相与再送入开关管驱动电路驱动第二开关管Qb/b。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)可以在90V～264V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1，具有输入功率因数高、开关管导通损耗小、所需二极管应力小的优点；(2)减小了电感电流纹波，降低了电感电流有效值，降低了开关管的电流有效值，减小了变换器的导通损耗，提高了变换器的效率。
附图说明
图1是本发明实施例中CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器的电路结构示意图。
图2是本发明实施例中一个开关周期内CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器的电感电流、开关管电流波形图，其中(a)为Buck变换器工作时的波形图，(b)为Buck/Boost 变换器工作时的波形图。
图3是本发明实施例中传统控制方式下输入电流的波形图。
图4是本发明实施例中传统控制方式下PF值与Vm的波形图。
图5是本发明实施例中新型控制方式下输入电流的波形图。
图6是本发明实施例中两种控制方式下的PF值对比。
图7是本发明实施例中拟合导通时间比值对比的曲线图。
图8是本发明以中高功率因数CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器的主功率电路结构及控制结构示意图。
图9是本发明实施例中两种控制方式下功率传输曲线图。
图10是本发明实施例中两种控制方式下的电感电流峰值比较。
图11是本发明实施例中两种控制方式下的电感电流有效值比较。
图中：vin、电源电压；iin、输入电流；RB、整流桥；vg、整流后的输出电压；iL、电感电流；L、电感；Qb、第一开关管；Qb/b、第二开关管；Dfw、二极管；Co、输出滤波电容；RLd、负载；Vo、输出电压；Vref、输出电压反馈控制的基准电压；vEA、输出电压反馈控制的误差电压信号输出；t、时间；ω、输入电压角频率；Vm、输入电压峰值； vgs_b、第一开关管Qb的驱动电压；vgs_b/b、第二开关管Qb/b的驱动电压；Db、Buck变换器占空比；Db/b、Buck/Boost变换器占空比；Dfwb、Dfwb/b占空比；Ts、变换器开关周期； fs、变换器开关频率；PF、功率因数；k、占空比比值；p*、输入功率标幺值；Lbou、临界电感值；Iin_pk、输入电流峰值；Iin_rms、输入电流有效值。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
1CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器的工作原理
图1是CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器主电路。
设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。
图2给出了CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形，其中(a)为Buck变换器工作时的波形图，(b)为Buck/Boost变换器工作时的波形图。当输入电压vg小于输出电压Vo时，第二开关管Qb/b导通时，Dfw截止，电感L两端的电压为vg，其电流iL由零开始以vg/L的斜率线性上升，输出滤波电容Co给负载供电。当第二开关管Qb/b关断时，iL通过Dfw续流，此时L两端的电压为－Vo，iL以Vo/L的斜率下降，并且iL下降到零时开启新的一个周期。当输入电压vg大于输出电压Vo时，第一开关管Qb导通时，Dfw截止，电感L两端的电压为vg-Vo，其电流iL由零开始以(vg-Vo)/L 的斜率线性上升，vg给输出滤波电容Co和负载供电。当第一开关管Qb关断时，iL通过Dfw续流，此时L两端的电压为－Vo，iL以Vo/L的斜率下降，并且iL下降到零时开启新的一个周期。
不失一般性，定义输入交流电压vin的表达式为
vin＝Vm sinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。
则输入电压整流后的电压为
vg＝Vm·|sinωt| (2)
在一个开关周期内，变换器分为Buck/Boost拓扑工作和Buck拓扑工作两个工作状态。
当输入电压vg小于输出电压Vo时，Buck/Boost拓扑工作，电感电流峰值iL_pk2为
Figure BDA0002042005440000061
其中tonb/b为导通时间。
在每个开关周期内，主电感L两端的伏秒面积平衡，即
vgtonb/b＝Votoffb/b (4)
其中Vo为输出电压，toffb/b为关断时间。
由式(2)和式(4)可得：
Figure BDA0002042005440000062
根据式(3)和式(5)，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：
Figure BDA0002042005440000063
当输入电压vg大于输出电压Vo时，Buck拓扑工作，电感电流峰值iL_pk1为
Figure BDA0002042005440000064
其中tonb为导通时间。
在每个开关周期内，L两端的伏秒面积平衡，即
(vg-Vo)tonb＝Votoffb (8)
其中Vo为输出电压，toffb为关断时间。
由式(2)和式(8)可得：
Figure BDA0002042005440000065
根据式(7)和式(9)，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：
Figure BDA0002042005440000071
由于Buck/Boost拓扑补偿了Buck变换器的输入电流死区，所以在整个工频周期内输入电流都不为零。
因此，输入电流iin为:
Figure BDA0002042005440000072
其中
Figure BDA0002042005440000073
当两个工作阶段内的导通时间tonb和tonb/b相同时，设为ton，根据式(11)可以得出在不同的输入电压下，半个工频周期内输入电流平均值的波形，如图3所示。从图中可以看出，虽然Buck/Boost变换器补偿了Buck变换器输入电流的死区部分，但是此时开关管电流的平均值并不是正弦形状，谐波含量较多。
由式(1)和式(11)可以求出，当导通时间相同时，变换器在半个工频周期内输入功率的平均值Pin为：
Figure BDA0002042005440000074
式中Tline是输入电压周期。
设定变换器效率为100％，则输入功率等于输出功率，即Pin＝Po，由式(12)可得导通时间ton：
Figure BDA0002042005440000075
由式(11)和式(13)可以求得PF值的表达式为：
Figure BDA0002042005440000076
其中Iin_rms为输入电流有效值。
根据式(14)得出PF的曲线，如图4所示。从图中可以看出，Vm越大，PF值越高。在90V～264VAC输入电压范围内，当输入电压为90VAC、输出电压为80V时，PF 值只有0.88。
2提高PF值的新型控制
2.1使PF最大化的导通时间表达式
当两个工作阶段内的导通时间不相同时，Buck拓扑和Buck/Boost拓扑的导通时间分别设为tonb和tonb/b，由式(1)和式(11)可以求出，当占空比不相同时，变换器在半个工频周期内输入功率的平均值Pin为：
Figure BDA0002042005440000081
设定变换器效率为100％，则输入功率等于输出功率，即Pin＝Po，由式(15)可得导通时间tonb和tonb/b之间的关系为：
Figure BDA0002042005440000082
由式(11)和式(16)可以求得PF值关于tonb的表达式为：
Figure BDA0002042005440000083
其中Iin_rms为输入电流有效值，
Figure BDA0002042005440000084
Figure BDA0002042005440000085
Figure BDA0002042005440000091
Figure BDA0002042005440000092
由于a，c，d都大于0，b小于0，所以在定Vm下，可以解出一个最优的tonb_optimal，使得PF值在该输入电压Vm下取得最大值。该最优的tonb_optimal值为：
Figure BDA0002042005440000093
根据式(11)、式(16)和式(18)可以得出在不同的输入电压下，半个工频周期内输入电流平均值的波形，如图5所示。从图中可以看出，相比于相同导通时间的控制方式，本发明高功率因数CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器能使输入电流的波形更加趋近与正弦形状且谐波含量大幅减小。
根据式(17)和式(18)，可以得出PF的曲线，如图6所示。从图中可以看出，Vm越大，PF值越高。在90V～264VAC宽输入电压范围内，低电压输入时，PF值相比传统控制方式有大幅度提高，能将PF值在整个宽输入电压范围内提高至最低0.989，效果明显。
2.2控制电路
由上述的分析可知，tonb_optimal和tonb/b_optimal都是关于Vm、L和Po的函数，函数自变量较多，若使用模拟电路搭建控制电路，那么前馈控制电路是非常复杂的，而且控制精度较低，但是tonb/b_optimal和tonb_optimal的比值只是关于Vm的函数，在控制tonb/b_optimal和 tonb_optimal的值时，只需要保证两者的比值在同一Vm下为定值，通过电压闭环的自动调节，可以得到理论计算的占空比。
如果直接使用最初的tonb/b_optimal和tonb_optimal的比值关于Vm的函数表达式，控制电路的搭建仍然是非常困难复杂的，所以通过拟合的方法来得到tonb/b_optimal和tonb_optimal的比值关于Vm的函数表达式：
Figure BDA0002042005440000094
根据式(19)可以作出拟合的tonb/b_optimal和tonb_optimal的比值关于Vm的曲线图，并和精确的tonb/b_optimal和tonb_optimal的比值关于Vm的变化曲线相比较，如图7所示。从图中可知，拟合的比值和精确的比值基本相同，使得前馈控制电路大大简化。
根据式(19)可以设计控制电路，如图8所示。整流后的输入电压经R5和R6分压，并经过由第二运算放大器A2组成的电压跟随器后，得到vA＝kvgVm|sinωt|，其中kvg是电压采样系数。R7、R8、D1和C1构成峰值取样电路，将经过第二运算放大器A2组成的电压跟随器后的电压取样，得到vB＝kvgVm。得到的vB接到了第三乘法器5的两个输入端得到vC＝kvg 2Vm 2，同时将vB和外加的电压源Vref通过电阻R9、R10输入到加法电路A4的两个输入端，再将第四运算放大器A4组成的加法电路的输出和第三乘法器5的输出接到第三运算放大器A3组成的减法电路的两个输入，第三运算放大器A3组成的减法电路的输出vE就是式(19)。将vE和vA相乘得到vF，再把整流后的输入电压与输出电压相减经分压后得到vG。vF和vG经过第二选通开关3后得到vH：
Figure BDA0002042005440000101
输出电压Vo经差分电路分压采样，与误差放大器的基准电压Vref比较，经放大后得到误差信号vEA、vH和vEA相乘得到vJ,形成电感峰值电流的包络，控制芯片使用 L6561，控制电路采用的是峰值电流控制。vJ连接控制芯片L6561内部比较器的正相输入端，开关管回路的检测电压vRs连接控制芯片L6561内部比较器的反相输入端，获得式(16)和式(18)所示的导通时间。
上述电压跟随器、减法器、加法器和输出电压反馈电路(10)中使用的放大器A1—A6选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器，乘法器(4)和(5)采用集成IC 电路或分立器件组成，与门和非门(11)中使用的与门选用SN74HC08N、CD4011BE或 74HC32N型号的逻辑芯片，开关管驱动电路(12)选用IR2110、TLP250型号的驱动芯片或者选用图腾柱驱动电路。
3新型控制的优点
3.1功率因数的提高
根据式(14)和式(17)可以分别作出采用传统控制和新型控制时的PF值变化曲线，如图6所示。从图中可以看出，采用新型控制后，PF值得到了提高，当输入电压为90VAC 时，PF值从0.892提高为0.989。
3.2功率传输更加平衡
采用传统控制时，由式(1)、式(6)和式(10)可得变换器在Buck/Boost拓扑和Buck拓扑工作阶段的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)分别为：
Figure BDA0002042005440000111
Figure BDA0002042005440000112
根据式(21)和(22)可以得出瞬时输入功率标幺值随输入电压有效值的变化曲线，如图9所示，从图中可以看出，在低压处Buck/Boost拓扑传输的功率降低和Buck拓扑传输的功率升高，使得输入电流的波形更加趋近于正弦。
3.3电感电流纹波的减小
根据式(3)、式(7)和式(13)求得传统控制方式下Buck/Boost拓扑和Buck拓扑的电感电流纹波的表达式分别为：
Figure BDA0002042005440000113
Figure BDA0002042005440000114
Buck/Boost拓扑的最大电感电流峰值在ωt＝θ处取到，Buck拓扑的最大电感电流峰值在|sinωt|＝1处取到。
根据式(3)、式(7)、式(16)和式(18)，求得新型控制方式下Buck/Boost拓扑和Buck拓扑的电感电流纹波的表达式分别为：
Figure BDA0002042005440000115
Figure BDA0002042005440000116
Buck/Boost拓扑的最大电感电流峰值在ωt＝θ处取到，Buck拓扑的最大电感电流峰值在|sinωt|＝1处取到。
根据式(23)-式(26)可以得出电感电流峰值的曲线图，如图10所示，从图中可知，采用新型控制方式后，电感电流的峰值有大幅降低。
3.4电感电流有效值的减小
在一个开关周期内，电感电流的有效值为
Figure BDA0002042005440000121
两种控制方式在半个工频周期内的电感电流有效值为：
Figure BDA0002042005440000122
将式(25)和式(26)代入上式，得出传统控制方式下和本发明控制方式下电感电流有效值的表达式，最终电感电流有效值曲线如图11所示，从图中可知，本发明高功率因数CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器的电感电流有效值有大幅下降，从而提高了整个变换器的效率。

Claims (4)

1.一种分段定导通时间控制的CRM降压-升降压变换器，其特征在于，变换器包括主功率电路(1)和控制电路；
所述主功率电路(1)包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、主电感L、第二开关管Qb/b、第一开关管Qb、二极管Dfw、输出电容Co、负载RL、第一电流采样电阻Rs_1和第二电流采样电阻Rs_2；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极同时与主电感L的一端和二极管Dfw的一端连接，主电感L的另一端同时与第二开关管Qb/b、输出电容Co和负载RL的一端相连接，二极管Dfw的另一端同时与第一开关管Qb的一端、输出电容Co和负载RL的另一端连接，第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的另一端分别与第一电流采样电阻Rs_1和第二电流采样电阻Rs_2连接，第一电流采样电阻Rs_1和第二电流采样电阻Rs_2的另一端为参考电位零点；
所述控制电路包括输入电压前馈电路(2)、第一乘法器(6)、RS触发器和比较器(7)、第一选通开关(8)、切换信号产生电路(9)、输出电压反馈电路(10)、与门和非门(11)、开关管驱动电路(12)和输出电压采样电路(13)，所述输入电压前馈电路(2)包括第二～第五运算放大器A2、A3、A4、A5、第二选通开关(3)、第二乘法器(4)和第三乘法器(5)；所述输出电压采样电路(13)的第一电阻R1和第三电阻R3分别与主功率电路(1)的输出负载RL的两端相连；输入电压前馈电路(2)的第一输入端与主功率电路(1)中二极管整流电路RB的输出正极连接，输入电压前馈电路(2)的第二输入端与输出电压采样电路(13)的输出端连接，输入电压前馈电路(2)的第二选通开关(3)的3引脚与第一乘法器(6)的第一输入端相连,输入电压前馈电路(2)的第二选通开关(3)的4引脚与切换信号产生电路(9)的输出端连接；第一乘法器(6)的第二输入端与输出电压反馈电路(10)的输出端连接，输出电压反馈电路(10)的输入端连输出电压采样电路(13)的输出端，第一乘法器(6)的输出端J与RS触发器和比较器(7)的第一比较器comp1的同相输入端相连；RS触发器和比较器(7)的第一比较器comp1的反相输入端与第一选通开关(8)的9引脚相连，RS触发器和比较器(7)的输出端Q与与门和非门(11)的两个与门输入端相连；第一选通开关(8)的7引脚和10引脚分别与主功率电路(1)的采样电阻电压vRs_1和vRs_2相连，第一选通开关(8)的8引脚与切换信号产生电路(9)的输出端连接；切换信号产生电路(9)与主功率电路(1)中二极管整流电路RB的输出正极连接，切换信号产生电路(9)的输出端与与门和非门(11)的非门输入端相连；开关管驱动电路(12)接收来自与门和非门(11)的驱动信号，来分别驱动第二开关管Qb/b和第一开关管Qb工作；
所述输入电压前馈电路(2)中，第二运算放大器A2构成电压跟随器，其同相输入端与主功率电路(1)的二极管整流电路RB整流后的电压经第五分压电阻R5和第六分压电阻R6后连接，反相输入端连接第二运算放大器A2的输出端；第二运算放大器A2的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号同时与第三乘法器(5)的两个输入端、第四运算放大器A4构成的加法电路的反相输入端连接，第四运算放大器A4构成的加法电路的同相输入端接参考电位零点；第三运算放大器A3构成减法电路，其同相输入端与第三乘法器(5)的输出端连接，其反相输入端与第四运算放大器A4构成的加法电路的输出端连接；第二乘法器(4)的第一输入端与第二运算放大器A2的输出端连接，第二乘法器(4)的第二输入端与第三运算放大器A3的输出端连接，第二乘法器(4)的输出信号与第二选通开关(3)的输入2引脚相连，第二选通开关(3)的输入5引脚与第五运算放大器A5构成的减法电路的输出端连接，第五运算放大器A5的同相输入端与第二运算放大器A2输出端经第十六分压电阻R16和第十七分压电阻R17后连接，反相输入端一方面通过第十九分压电阻R19连接第五运算放大器A5的输出端，另一方面通过第十八分压电阻R18连接输出电压采样电路(13)的输出端；
所述RS触发器和比较器(7)，选用L6561或L6562型号的集成IC电路，RS触发器和比较器(7)的第一比较器comp1将同相输入端的第一乘法器(6)的输出信号和反相输入端的第一选通开关(8)的输出信号进行比较，产生的信号再送入RS触发器的R端，控制第一选通开关(8)中开关管的关断；RS触发器的S端与由主功率电路(1)的主电感L的辅助绕组和电阻RZCD构成的过零检测电路的输出端连接，控制第一选通开关(8)中开关管的开通；
所述切换信号产生电路(9)的第二比较器comp2同相输入端与主功率电路(1)的二极管整流电路RB整流后的电压经第二十二分压电阻R22和第二十三分压电阻R23后连接，反相输入端与给定的边界电压Vbou连接，第二比较器comp2的输出信号送入与门和非门(11)的输入端和输入电压前馈电路(2)的第二选通开关(3)的4引脚、第一选通开关(8)的8引脚；与门和非门(11)的第一与门AND Gate1将RS触发器和比较器(7)的输出信号和切换信号产生电路(9)的第二比较器comp2的输出信号相与再送入开关管驱动电路(12)驱动第一开关管Qb，与门和非门(11)的第二与门AND Gate2将RS触发器和比较器(7)的输出信号和非门的输出信号相与再送入开关管驱动电路(12)驱动第二开关管Qb/b。
2.根据权利要求1所述的分段定导通时间控制的CRM降压-升降压变换器，其特征在于，第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的导通时间tonb、tonb/b之间的关系满足：
Figure FDA0003530309540000031
其中，L为主电感，Vo为输出电压，Po为输出功率，Vm为输入电压峰值，t为时间，ω为输入电压角频率，
Figure FDA0003530309540000032
Vbou为切换变换器工作阶段的边界电压；
在定Vm下，第一开关管Qb导通时间tonb的最优解tonb_optimal为：
Figure FDA0003530309540000033
3.根据权利要求2所述的分段定导通时间控制的CRM降压-升降压变换器，其特征在于，为了能够用模拟电路去实现最优的导通时间，使第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的导通时间tonb、tonb/b之间的比值满足下式：
Figure FDA0003530309540000034
4.根据权利要求3所述的分段定导通时间控制的CRM降压-升降压变换器，其特征在于，通过前馈电路使得送进第二乘法器(4)第一输入端的电压vH满足下式：
Figure FDA0003530309540000035
其中kvg为分压系数。
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