CN104009631B

CN104009631B - 采用脉冲辅助方法消除死区的降压型功率因数变换器

Info

Publication number: CN104009631B
Application number: CN201410133540.7A
Authority: CN
Inventors: 徐江涛; 朱萌; 高静; 姚素英; 史再峰
Original assignee: Tianjin University
Current assignee: Tianjin University
Priority date: 2014-04-03
Filing date: 2014-04-03
Publication date: 2017-01-11
Anticipated expiration: 2034-04-03
Also published as: CN104009631A

Abstract

本发明涉及电源管理领域，为实现在保留Buck型拓扑固有优点的基础上，消除其电流死区，进而使整体电路的性能得到大幅提升，本发明采取的技术方案是，采用脉冲辅助方法消除死区的降压型功率因数变换器，具体为：电路交流输入端连接由四个二极管组成的整流桥，整流桥后并联一个由两个电阻串联组成的分压结构、一个滤波电容；整流桥的正输出端连接到一个二极管的负极，负输出端经过电流检测电阻与开关Q1连接，Q1的另一端连接二极管的正极和降压电感的一端，另一开关Q2和输出电容并联在降压电感的另一端与二极管的负极之间；集电极与电阻之间的节点作为输出电压的反馈信号。本发明主要应用于电源管理。

Description

采用脉冲辅助方法消除死区的降压型功率因数变换器

技术领域

本发明涉及电源管理领域，尤其涉及功率因数校正电路的研究及其控制芯片的设计。具体讲，涉及采用脉冲辅助方法消除死区的降压型功率因数变换器。

技术背景

当前，出于能源与环境的考虑，供电行业设定了一系列的标准。例如：IEC91000-3-2标准用于限制谐波电流；欧盟行为准则(CoC)规定了外部电源分别在25％，50％，75％以及100％满负载条件下供电的平均效率。功率因数变换器(PFC)有利于提高开关电源电路的整体性能。因此，在交流/直流(AC/DC)转换器中应用功率因数校正技术进行电流校正是十分必要的。

计算类和消费类的电源产品始终经受着成本挑战，尽管PFC技术愈发成熟，但提升成本效益的解决方案仍具有很高价值，此类方案要求同时提高功率因数(PF)和电源效率。有很多广泛使用的PFC转换器可以同时满足EN61000-3-2和能源之星标准。常用的转换器有工作在断续导通模式(DCM)的反激变换器、工作在边界导通模式(BCM)的反激变换器、工作在连续导通模式(CCM)的升压转换器以及工作在DCM模式和BCM模式的升压变换器。PFC前端最常用的拓扑是升压拓扑，因此，“PFC前端”已经几乎等同于“升压型PFC前端”。但是Boost型PFC也有很多不足，例如：一方面，Boost型PFC在整个负载范围内难以保持相对较高的效率。Boost型变换器在低输入电压的条件下比高输入电压的条件下的效率一般低1％到3％，效率的降低导致了输入电流的增加，这会使开关和二极管的损耗增加。另一方面，Boost型变换器的高输出电压不仅导致了自身的开关管损耗的增加，而且导致了后级直流(DC/DC)转换器的开关损耗的增加以及电磁干扰的增加。

相比之下，Buck(降压)型转换器有很多引人注目的优点。首先，采用Buck拓扑可以在整个输入电压范围内获得很高的效率。另外，Buck型转换器开关的电压应力很低。但是由于Buck型拓扑在输入电压低于输出电压的时间内存在电流为零的情况，因此，这一拓扑作为PFC转换器时总是不能获得高的功率因数。除此之外，这一电流死区还会增加总谐波串扰(THD)。

传统Buck型转换器的基本结构为：交流输入端连接到一个由四个二极管组成的整流桥，整流桥后并联一个由两个电阻串联组成的分压结构。整流桥正输出端连接到一个二极管的负极，负输出端经过电流检测电阻与MOS开关连接，MOS开关的另一端连接二极管的正极。二极管的正极连接降压电感的一端，输出电容并联在降压电感的另一端与二极管的负极之间。输出负载两端并联一个差分分压结构——两个电阻串联后并联在输出端，两电阻的中间节点连接一个P型三级管的基极，高电平端经一个电阻后连接到次三极管的发射极，集电极经过一个电阻后连接到地，集电极与电阻之间的节点作为输出电压反馈信号。

传统的降压转换器的输出电压设定为低于桥式整流输出电压峰值的某一恒定数值。当瞬时交流输入电压大于输出电压时，整流桥二极管正向偏置，电流形成回路。然而，当瞬时输入电压低于输出电压时，整流桥二极管反向偏置，没有从电源到负载的电流回路。如图1。一个周期内的导通角可以按照以下公式计算：

t_{1} = \frac{1}{100 π} \arcsin \frac{V_{o}}{V_{in}}, t_{2} = 0.01 - t_{1};

传统的Buck型拓扑由于在输入电压小于输出电压的条件下开关管不导通，因此Buck型拓扑虽然有很多其他拓扑不具有的优点，但是很少用于PFC转换器中。不仅如此，相应的控制芯片数量与Boost型拓扑控制芯片的数量相比更是冰山一角。因此更具有实用性的Buck型转换器及其控制芯片的研究具有很高的价值。

发明内容

为克服现有技术的不足，实现在保留Buck型拓扑固有优点的基础上，消除其电流死区，进而使整体电路的性能得到大幅提升。为此，本发明采取的技术方案是，采用脉冲辅助方法消除死区的降压型功率因数变换器，具体为：电路交流输入端连接由四个二极管组成的整流桥，整流桥后并联一个由两个电阻串联组成的分压结构；交流输入电源经整流桥后，并联一个滤波电容；整流桥的正输出端连接到一个二极管的负极，负输出端经过电流检测电阻与开关Q1连接，Q1的另一端连接二极管的正极和降压电感的一端，另一开关Q2和输出电容并联在降压电感的另一端与二极管的负极之间；输出负载并联一个差分分压结构：两个电阻串联后并联在输出端，两电阻的中间节点连接到一个P型三级管的基极，串联电阻的高电平端经一个电阻后连接到此三极管的发射极，三极管的集电极经过一个电阻后连接到地，集电极与电阻之间的节点作为输出电压的反馈信号。

1)当输入瞬时电压低于输出电压时，转换器工作在DCM模式下，这时Q1和Q2同步导通与关断；

a)当两个开关同时导通时，电源电压V_in对电感充电，电感电流线性增加；

b)当两个开关同时断开时，电感对负载放电，电感电流线性减小；

2)当输入电压高于输出电压时，转换器工作在BCM模式下，这时Q2断开；

a)当Q1导通时，电感由V_in-V_o充电，电感电流在这一电压的作用下线性增加；

b)当Q1断开时，电感对负载放电，电感电流线性减小。

输入电压V_in由上述整流桥后的串联电阻分压后得到MULT，输出电压按照与输入电压按同样的比例分压后得到FB；MULT和FB分别是比较器Comp1的正输入端信号与负输入端信号，这两个电平信号进行比较后得到V_p，当V_in＞V_o时，V_p为高电平；当V_in＜V_o时，V_p为低电平。这样得到的V_p用于决定两个开关的闭合与断开状态；

输出电压经过差分分压结构得到电压反馈信号INV，INV连接到误差放大器EA的反相输入端，基准电压V_ref连接到误差放大器的正相输入端，两个信号的误差信号经过误差放大器放大后作为乘法器的一个输入信号，乘法器的另一个输入信号为MULT；乘法器的输出作为电流比较器Comp2的参考信号，电流比较器的另一输入信号为CS电流检测信号，CS电流检测信号取自电流检测电阻与Q1之间的节点；电流比较器输出到RS触发器的置位端，控制Q1每个周期的峰值电流；降压电感的耦合电感一端接地，另一端经电阻后连接到比较器Comp3的负输入端，这一比较器的正输入端经电容连接到地，输出端连接到RS触发器的复位端。

本发明的技术特点与效果：

本发明的要点为在Buck型变换器的死区部分使用DCM模式，利用脉冲控制主开关的导通与关断。从而消除了输出电压对死区形成的影响，电压与电流波形如图4。通过使用此种策略，功率因数能够达到96％以上，从而大大提升了Buck型电路的功率因数。

附图说明

图1：Buck型变换器的输入电流“穿越失真”；

图2：本发明的Buck型变换器电路结构原理图；

图3：工作阶段示意图；

图4：控制芯片内部原理图；

图5：本发明的Buck型变换器输入电压与电流波形图；

具体实施方式

本发明阐述了一种结构简单并可以获得高功率因数和电源效率的PFC系统，包括外围电路及其控制芯片。与传统的降压变换器相比，本变换器在输出节点增加了一个开关和一个二极管，通过控制开关管的状态使电路轮流工作于断续导通模式(DCM)和临界导通模式(BCM)。本发明所阐述的电路旨在保留Buck型拓扑固有优点的基础上，消除其电流死区，进而使整体电路的性能得到大幅提升。

本发明描述的电路在传统Buck型转换器的基础上，在输出端并联一个开关，称为次开关Q2，原有的开关称为主开关Q1，如图2。Q2的作用是在输入电压低于输出电压的时间范围内消除输出电压对电感的反向作用，从而使电感电流连续变化。控制芯片内增加了一路内部脉冲，当电路进入死区后使用脉冲控制主开关。通过这种策略，在死区时间范围内使电路工作在DCM模式。一方面，DCM控制模式下电流自动跟随电压的变化。另一方面，使用固定脉冲促进了变换器尽快进入稳态。这一方案在死区时间内补充了开关电流，Buck型转换器的主要缺陷得到克服。

本发明的电路工作过程如下，如图3：

1)当输入瞬时电压低于输出电压时，转换器工作在DCM模式下，这时Q1和Q2同步导通与关断，控制两个开管导通与关断的脉冲由芯片给出；

a)当两个开关同时导通时，电源电压V_in对电感充电，电感电流线性增加，如图3(a)粗线表示的路径。

b)当两个开关同时断开时，电感对负载放电，电感电流线性减小，如图3(b)粗线表示的路径。

2)当输入电压高于输出电压时，转换器工作在BCM模式下，这时Q2断开，主开关由芯片内的电流比较器与零电流检测单元共同决定。

a)当Q1导通时，电感由V_in-V_o充电，电感电流在这一电压的作用下线性增加，如图3(c)粗线表示的路径。

b)当Q1断开时，电感对负载放电，电感电流线性减小，如图3(d)粗线表示的路径。

输入电压V_in由上述整流桥后的串联电阻分压后得到MULT，输出电压按照与输入电压按同样的比例分压后得到FB。MULT和FB分别是比较器Comp1的正输入端信号与负输入端信号，这两个电平信号进行比较后得到V_p，当V_in＞V_o时，V_p为高电平；当V_in＜V_o时，V_p为低电平。这样得到的V_p用于决定两个开关的闭合与断开状态。

输出电压经过差分分压结构得到电压反馈信号INV，INV连接到误差放大器EA的反相输入端，基准电压V_ref连接到误差放大器的正相输入端，两个信号的误差信号经过误差放大器放大后作为乘法器的一个输入信号。乘法器的另一个输入信号为MULT，因此，乘法器的输出的波形的包络是正弦波。乘法器的输出作为电流比较器Comp2的参考信号，电流比较器的另一输入信号为CS电流检测信号。CS电流检测信号取自电流检测电阻与Q1之间的节点。电流比较器输出到RS触发器的置位端，控制Q1每个周期的峰值电流。降压电感的耦合电感一端接地，另一端经电阻后连接到比较器Comp3的负输入端，这一比较器的正输入端经电容连接到地，输出端连接到RS触发器的复位端。

PFC控制芯片的设计如图4。芯片中含有两个多路选择器，控制Q1的多路选择器的两个输入信号分别为内部脉冲和RS触发器的输出；控制Q2的多路选择器的两个输入信号分别为内部脉冲和地。V_p为两个多路选择器的使能信号，V_p为高电平时，控制Q1的多路选择器选择输出RS触发器的输出信号GD作为Q1的控制信号，此信号为PRI；控制Q2的多路选择器输出为低电平，此信号为SEC，Q2保持断开；V_p为低电平时，两个多路选择器选择输出内部脉冲作为控制信号。内部脉冲的频率为f_s，占空比为D₀。

在BCM模式下，转换器的工作原理与传统的降压转换器相同，基本的工作过程如下：电流比较器通过一个电流检测电阻R_s获得的电压信号和乘法器的输出信号进行比较。比较器的输出信号，作为决定外部开关Q1的关断信号。电感电流i_L由互感检测，i_L下降到过零点时决定过零检测信号ZCD的下降沿，进而决定了控制信号GD由低电平翻转为高电平。

在DCM模式下，转换器工作在死区时间范围内，此时控制信号V_p为低电平，选择器选择的内部脉冲输出。此时，开关Q1的控制信号PRI和开关Q2的控制信号SEC与内部脉冲同步变化。

本发明对于Buck型变换器功率因数的提高具有明显的效果，并可以灵活应用于各种输出电压的场合。

以输入220V(50Hz)，输出电压为80V的Buck型转换器为例。

首先分析传统Buck型变换器的输入电压与电流波形。输入电流在一个开关周期内的平均电流i_i，BCM模式下的平均电流为：

i_{i} = \frac{1}{2} i_{pk} = \frac{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) - V_{0}}{L} \cdot t_{on} \cdot D;

其中，V_in为输入电压有效值，V_o输出直流电压，i_pk为输入电流峰值，t_on为导通时间，D为占空比。

设输入功率为p_i，输出功率为p_o，则：

P_{i} = {&Integral;}_{t_{1}}^{0.005} \frac{V_{o}}{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t)} \cdot \frac{(V_{in, p} \cdot \sin (100 π \cdot t) - V_{o}) \cdot V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) \cdot t_{on}}{π \cdot L} dt;

其中，t₁和t₂如图4所示，为输出电压与输入电压相等时的时刻。可求得：

t_{1} = \frac{1}{100 π} \arcsin \frac{V_{o}}{V_{in}}; t_{2} = 0.01 - t_{1};

输入电流的有效值i_rms为：

i_{rms} = \sqrt{\frac{1}{π} {&Integral;}_{ω t_{1}}^{{ωt}_{2}} i_{i}^{2} d (ωt)} = \sqrt{\frac{2}{π} {&Integral;}_{100 π t_{1}}^{0.005} {(\frac{(V_{in} \sin (100 π \cdot t) - V_{o}) \cdot t_{on}}{2 \cdot L} \cdot \frac{V_{o}}{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t)})}^{2} d (100 π \cdot t)};

根据以上公式，功率因数PF可表示为：

PF = \frac{p_{i}}{V_{in} \cdot i_{rms}} .

根据设计指标，Buck型变换器的功率因数SIMPLIS仿真结果为：

PF＝0.93

分析本发明的Buck型变换器的输入电压与电流波形。BCM模式下的平均电流DCM模式下的平均电流为

i_{in} = \{\begin{matrix} D_{BCM} \cdot \frac{i_{pk, BCM}}{2} & , t_{1} < t < t_{2} \\ D_{DCM} \cdot \frac{i_{pk, DCM}}{2} & , 0 < t < t_{1}, t_{2} < t < 0.01 \end{matrix};

其中，D_DCM＝D₀分别为BCM模式下的占空比与DCM模式下的占空比；

i_{pk, BCM} = \frac{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) - V_{0}}{L} \cdot t_{on}; i_{pk, DCM} = \frac{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) \cdot D_{0}}{L \cdot f_{s}}

分别为两种模式下的峰值电流。重写输入电流表达式如下：

i_{in} = \{\begin{matrix} \frac{V_{o}}{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t)} \cdot \frac{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) - V_{o}}{2 \cdot L} \cdot t_{on} & , t_{1} < t < t_{2} \\ \frac{V_{in, p} \cdot \sin (100 π \cdot t) \cdot {D_{0}}^{2}}{2 \cdot L \cdot f_{s}} & , 0 < t < t_{1}, t_{2} < t < 0.01 \end{matrix};

其中，f_s为内部脉冲的频率，为了方便分析，引入参数k，使用k*t_on取代式中的D₀ ²/f_s，重新

表达如下：

i_{in} = \{\begin{matrix} \frac{V_{o}}{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t)} \cdot \frac{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) - V_{o}}{2 \cdot L} \cdot t_{on} & , t_{1} < t < t_{2} \\ \frac{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) \cdot}{2 \cdot L} \cdot k \cdot t_{on} & , 0 < t < t_{1}, t_{2} < t < 0.01 \end{matrix};

根据能量守恒，有如下关系：

({&Integral;}_{0}^{t_{1}} \frac{{(V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t))}^{2} \cdot k \cdot t_{on}}{2 \cdot L} dθ+ {&Integral;}_{t_{1}}^{0.005} \frac{V_{o}}{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t)} \cdot \frac{(V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) - V_{o}) \cdot V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) \cdot t_{on}}{2 \cdot L} dt) \cdot η = 0.005 \cdot P_{o};

其中η为转换器效率，t_on的表达式为：

t_{on} = \frac{\frac{0.01 \cdot P_{o}}{η}}{k \cdot {&Integral;}_{0}^{t_{1}} \frac{{(V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t))}^{2}}{L} dt + {&Integral;}_{t_{1}}^{0.005} \frac{V_{o}}{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t)} \cdot \frac{(V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) - V_{o}) \cdot V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t)}{L} dt};

并且，

k = \frac{\frac{P_{i} \cdot 0.01}{t_{on}} - {&Integral;}_{t_{1}}^{0.005} \frac{V_{o}}{V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t)} \cdot \frac{(V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t) - V_{o}) \cdot V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t)}{L} dt}{{&Integral;}_{0}^{t_{1}} \frac{{(V_{in} \cdot \sin (100 π \cdot t))}^{2}}{L} dt};

利用MATLAB分析输入电流与参数k的关系，并对输入电流进行谐波分析，选定电路的未知参数f_s＝155kHz，D₀＝15％；输入电压为220V(50Hz)，输出电压为80V，输出功率为60W。在此条件下使用SIMPLIS对电路性能进行仿真，功率因数结果如下：

PF＝97.8％

由此可以看出采用此种策略的Buck型变换器的功率因数得到大幅改善。除此之外，电源的效率与传统Buck型电路的效率相比大致相同，在保留了传统Buck型变换器在低输入电压条件下获得较高效率的优点的条件下获得更高的功率因数。采用此种脉冲控制死区电流的方法相对于其他方法具有简单可行，电路更加稳定的特点。

Claims

1.一种采用脉冲辅助方法消除死区的降压型功率因数变换器，其特征是，包括：具体为：电路交流输入端连接由四个二极管组成的整流桥，整流桥后并联一个由两个电阻串联组成的分压结构；交流输入电源经整流桥后，并联一个滤波电容；整流桥的正输出端连接到一个二极管的负极，负输出端经过电流检测电阻与开关Q1连接，Q1的另一端连接二极管的正极和降压电感的一端，另一开关Q2和输出电容并联在降压电感的另一端与二极管的负极之间；输出负载并联一个差分分压结构：两个电阻串联后并联在输出端，两电阻的中间节点连接到一个P型三级管的基极，串联电阻的高电平端经一个电阻后连接到此三极管的发射极，三极管的集电极经过一个电阻后连接到地，集电极与电阻之间的节点作为输出电压的反馈信号；

输入电压V_in由上述整流桥后的串联电阻分压后得到MULT，输出电压按照与输入电压按同样的比例分压后得到FB；MULT和FB分别是比较器Comp1的正输入端信号与负输入端信号，这两个电平信号进行比较后得到V_p，当V_in>V_o时，V_p为高电平；当V_in<V_o时，V_p为低电平；这样得到的V_p用于决定两个开关的闭合与断开状态；输出电压经过差分分压结构得到电压反馈信号INV，INV连接到误差放大器EA的反相输入端，基准电压V_ref连接到误差放大器的正相输入端，两个信号的误差信号经过误差放大器放大后作为乘法器的一个输入信号，乘法器的另一个输入信号为MULT；乘法器的输出作为电流比较器Comp2的参考信号，电流比较器的另一输入信号为CS电流检测信号，CS电流检测信号取自电流检测电阻与Q1之间的节点；电流比较器输出到RS触发器的置位端，控制Q1每个周期的峰值电流；降压电感的耦合电感一端接地，另一端经电阻后连接到比较器Comp3的负输入端，这一比较器的正输入端经电容连接到地，输出端连接到RS触发器的复位端。

2.如权利要求1所述的采用脉冲辅助方法消除死区的降压型功率因数变换器，其特征是，

b)当Q1断开时，电感对负载放电，电感电流线性减小。