CN102857087B

CN102857087B - 一种功率因数自适应控制方法

Info

Publication number: CN102857087B
Application number: CN201210342275.4A
Authority: CN
Inventors: 尹发展
Original assignee: Hisense Shandong Air Conditioning Co Ltd
Current assignee: Hisense Shandong Air Conditioning Co Ltd
Priority date: 2012-09-17
Filing date: 2012-09-17
Publication date: 2015-01-14
Anticipated expiration: 2032-09-17
Also published as: CN102857087A

Abstract

本发明公开了一种功率因数自适应控制方法，通过计算生成三个电压参考值，并将三个电压参考值相乘后，作为电流参考值与直流母线电流进行比较，并进行电流误差补偿处理后，输出计算结果；利用所述计算结果确定占空比，形成脉冲信号，控制斩波器通断，以对整流桥整流输出的直流电压进行斩波处理后，生成平滑的直流母线电压以及与交流输入电压同相位的交流输入电流，提高功率因数，减小电流谐波畸变率。本发明的功率因数校正方法可以在不同频率的交流电源上实现自适应控制。将该方法应用在变频空调产品中，可以适用于基于50Hz和60Hz交流电源输入的空调机型，真正达到了一次开发、多机型适用的设计目的，缩短了开发周期，降低了研发成本。

Description

一种功率因数自适应控制方法

技术领域

本发明属于电力系统控制技术领域，具体地说，是涉及一种用于改善电力系统功率因数的控制方法。

背景技术

在电力系统中，电力质量的定量测量通常有两个要素，即功率因数（Power Factor，PF）和总谐波失真量（Total Harmonic Distortion，THD）。大多数电力电子设备在应用过程中都会对电力系统造成不同程度的干扰影响，特别是需要变流的电源设备，例如整流器、UPS系统、变频传动系统、晶闸管系统等，变流后的电流输出通常为断续、短暂的高峰值电流脉冲，由此产生的电路损耗、总谐波含量和辐射干扰都将明显增加。

为了提高电力系统的利用率，需要在电力电子设备中，连接电力系统的供电线路中增加功率因数校正器，功率因数校正PFC（Power Factor Correction）技术可以有效降低谐波含量，提高功率因数，减少无功功率，高效率无污染的利用电网电能。

目前，随着数字控制技术和集成IC的快速发展，PFC技术在电路拓扑结构和控制技术上都有了明显的进步。但是，这些PFC技术都是在基于恒定电源频率的基础上研究产生并加以应用的。例如：我国目前采用的是50Hz的交流电源，针对国内机型提出的PFC技术仅适用于对50Hz的交流电源进行功率因数校正。而对于采用60Hz交流供电的国家来说，这些PFC技术就不适用了。这就使得PFC技术在出口产品上的应用受到了很大的限制，需要技术人员针对出口机型重新设计适用于60Hz交流供电的PFC技术，由此造成了研发周期长，生产效率低下等一系列问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种功率因数自适应控制方法，在减少电源谐波含量、提高电源利用率的同时，可以实现对不同频率交流电源的自适应控制。

为解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案予以实现：

一种功率因数自适应控制方法，在对交流输入电源进行整流变换的整流桥的直流侧连接斩波器，通过处理器产生脉冲信号控制所述斩波器通断，以生成平滑的直流母线电压Vdc；所述脉冲信号的产生过程为：

获取所述交流输入电源的电压正弦波形，从所述电压正弦波形中选取N个采样点，并对每个采样点的正弦值取绝对值，形成第一电压参考值Vs；

将所述直流母线电压Vdc与设定的目标电压Vdc-ref进行比较，并进行电压误差补偿处理后，生成第二电压参考值Vpi；

在一个交流周期内对所述交流输入电源的交流电压Vac进行N次采样，对每个采样点的电压值取绝对值后，计算N个电压值的平均值，对所述平均值进行平方运算后取倒数，形成第三电压参考值Vcomp；

将三个电压参考值相乘后，作为电流参考值Iac-ref与整流桥整流输出的直流母线电流Iac进行比较，并进行电流误差补偿处理后，输出计算结果Ipi；

利用所述计算结果Ipi确定脉冲信号的占空比，形成所述的脉冲信号。

优选的，在所述形成第一电压参考值Vs的过程中，优选根据所述交流输入电源的交流电压峰值，利用正弦值查表法形成所述交流输入电源的电压正弦波形。

进一步的，在所述形成第一电压参考值Vs和形成第三电压参考值Vcomp的过程中，还包括确定采样点个数N的步骤：

处理器以固定的AD采样频率采集交流电压Vac的瞬时值，当采集到的交流电压瞬时值Vac（n）为正数，而Vac（n-1）为负数时，判定Vac（n）是过零点，记录两个过零点之间的采集个数，即为一个交流电压周期的采样点个数N。

为了消除高频干扰信号的影响，保证检测的可靠性，对所述采样点个数N进行容错处理，步骤如下：

设定交流输入电源的频率范围为H1~H2，则交流输入电源的周期范围为t1~t2，其中，t1=1/H2，t2=1/H1；

计算N的有效范围为N1~N2，其中，N1=t1/T，N2=t2/T，T为处理器的AD采样周期；

从上一个过零点到本次过零点，如果N的记录个数在所述的有效范围内，则本次过零点是有效过零点；否则将本次过零点作为无效过零点处理，继续累加记录采集个数，直到下一个过零点，然后重复执行本步骤的有效过零点判断过程，直到生成在有效范围内的采样点个数N。

优选的，所述交流输入电源的频率范围设定在45Hz~65Hz之间，由此形成的功率因数自适应控制方法可以适用于对50Hz和60Hz的交流电源进行功率因数校正。

又进一步的，在所述形成第一电压参考值Vs的过程中，以过零点为起始点，将交流电压Vac的一个周期0~2π用0~2^P-1-1表示，其中P为处理器的数据处理位数，则每一个数值对应的弧度值为2π/2^P-1，计算每一个所述的弧度值所对应的正弦值，由此形成一个正弦值表；

设定查表步长为2^P-1/N，按照查表步长对所述正弦值表进行查表；将所述交流输入电源的交流电压峰值与每一次查表所得到的正弦值相乘，相乘的积取绝对值，形成所述的第一电压参考值Vs。由于N值的计算结果与交流输入电源的频率相关联，因而由此形成的第一电压参考值Vs与所述交流输入电源同频率。

再进一步的，在所述形成第三电压参考值Vcomp的过程中，以过零点为起始点，在交流输入电源的一个交流周期内，对所述交流电压Vac进行N次采样，对采集到的N个交流电压瞬时值取绝对值后求取平均值，并对所述平均值进行平方运算后取倒数，形成所述的第三电压参考值Vcomp。

优选的，对于所述电压误差补偿处理和电流误差补偿处理过程优选采用PID运算处理方式，即

所述电压误差补偿处理过程为：求取所述目标电压Vdc-ref与直流母线电压Vdc之间的差值，代入PID运算公式计算生成结果Ipi。

考虑到负载功率的不同，优选将所述三个电压参考值相乘后，再乘以系数KM，形成所述的电流参考值Iac-ref；其中，所述系数KM在2-10的范围内取值。

更进一步的，所述脉冲信号的频率F1等于处理器的AD采样频率，利用所述计算结果Ipi确定脉冲信号的占空比的过程为：

a、根据脉冲信号的频率F1、处理器的主频FCY以及处理器中比较器工作频率的预分频值P1，计算载波频率寄存器的值OC1TMR，即

；

b、将计算结果Ipi写入占空比寄存器；

c、比较器在其工作的每一个时钟周期计数一次，并将计数值与占空比寄存器的值进行一次比较，如果计数值与占空比寄存器的值相等，则产生匹配中断；

d、所述处理器在匹配中断产生前，输出控制斩波器导通的高电平，在匹配中断产生时反转变为低电平，直到比较器的计数值等于OC1TMR时复位成高电平，并对比较器的计数值清零；重复执行b~d，形成所述的脉冲信号。

与现有技术相比，本发明的优点和积极效果是：本发明的功率因数校正方法不仅可以减少电源谐波含量，提高电源的利用率，而且可以在不同频率的交流电源上实现自适应控制。将该方法应用在目前的变频空调产品中，不仅适用于基于50Hz交流电源输入的本国空调器，同样也适用于基于60Hz交流电源输入的出口空调器机型，真正达到了一次开发、多机型适用的设计目的，大大缩短了产品的开发周期，降低了研发成本。

结合附图阅读本发明实施方式的详细描述后，本发明的其他特点和优点将变得更加清楚。

附图说明

图1是有源PFC电路的拓扑结构示意图；

图2是本发明所提出的功率因数自适应控制方法的一种实施例的控制流程图；

图3是图2中第一电压参考值Vs的生成方法的一种实施例的生成流程图；

图4是图2和图3整合后的整体系统架构图；

图5是图2中输出比较PWM模块的工作原理示意图；

图6是PFC不启动时交流输入电源的电流测试波形图；

图7是PFC启动后交流输入电源的电流测试波形图；

图8是为支持本发明所提出的功率因数自适应控制方法而设计的有源PFC电路的一种实施例的硬件架构框图；

图9是图8中电流保护电路的一种实施例的电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行详细地描述。

PFC是Power Factor Correction的英文缩写，即功率因数校正。功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系，也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。基本上，功率因数可以衡量电力被有效利用的程度，功率因数的值越大，代表电力的利用率越高。为了提高电网电能的利用率，减少电力电子设备对电网造成的干扰影响，在绝大部分电力电子设备的电源电路设计中要求增加PFC电路，以提高电源的转换效率。

考虑到不同国家的电网所采用的电源频率不同，有的是50Hz，有的是60Hz，为了使设计出来的PFC电路能够适用于不同频率的交流输入电源，本实施例提出了一种功率因数自适应控制方法，可以实现有源PFC在50Hz、60Hz等不同频率交流电源上的自适应控制。

下面首先对有源PFC电路的基本硬件拓扑结构进行具体说明，参见图1所述。在有源PFC电路中主要包括处理器、电感L1和斩波器。其中，电感L1为支持大电流通过的电抗器，在电路中起到储能的作用。电网提供的工频交流电源AC首先输入到整流桥整流成单向直流电源，然后经由电感L1传输至斩波器。所述斩波器在处理器输出的脉冲信号的控制作用下导通或者关断，保证在高输入功率因数下输入电流为正弦波，并通过对整流桥整流输出的单向直流电源进行斩波处理，以生成平滑、恒定的直流母线电压Vdc，输出至后级的用电负载。

为了获得较高的功率因数，需要对斩波器的导通和关断时序进行严格的控制，也就是说需要处理器生成合适的脉冲信号来控制斩波器准确通断，以生成与交流输入电压同相位的正弦交流输入电流，使得功率因数得以显著提升。为了使一套PFC电路能够适用在不同频率的交流输入电源上，需要对处理器生成的脉冲信号的占空比进行自适应调节，即针对输入的交流电源AC频率，自动计算生成不同占空比的PWM脉冲信号，输出至斩波器的控制极，以实现对斩波器的通断控制。

为了实现功率因数的自适应控制，需要设计专门的控制策略来产生所述的PWM脉冲信号，其基本设计思路是：由于通过斩波器输出的直流母线电压Vdc和通过整流桥整流输出的直流母线电流Iac是有源PFC控制的两个主要参数，为了实现对所述两个主要参数的调节，本实施例的PFC技术采用电流环和电压环共同控制的双闭环系统，其软件控制框图参见图2所示，主要包括电压误差补偿器、电压前馈补偿器和电流误差补偿器。其中，在电流环系统中，电流误差补偿器的电流参考值Iac-ref是通过计算交流输入电源的整流输入电压Vs、电压误差补偿器的输出电压Vpi以及电压前馈补偿器的输出电压Vcomp三者的乘积来获得的。乘以与交流输入电源同步的整流输入电压Vs，是为了使得电流信号的参考值Iac-ref具有与整流输入电压Vs相同的波形。电压误差补偿器对于保持恒定的输出功率至关重要，因为它负责对输出的直流母线电压Vdc与输出电压的标称值（所述标称值是在程序中设定的直流电压目标值，即目标电压Vdc-ref，所述目标电压Vdc-ref一般设置在350V）的偏离进行补偿。电流内环通过调节流经电感L1的直流母线电流Iac，使其波形上能够尽可能地跟随整流输入电压Vs的波形变化，从而获得较高的功率因数。

基于上述设计思路，需要从有源PFC硬件电路设计和PFC软件控制算法两方面出发具体设计有源PFC自适应控制系统，以实现对不同频率交流输入电源的自适应控制。

下面首先从PFC自适应控制方法上，阐述所述PWM脉冲信号的生成过程，具体包括以下主要部分：

（1）本实施例的PFC自适应控制算法需要采集三个输入信号：交流输入电源的交流电压Vac、整流桥整流输出的直流母线电流Iac和经斩波器斩波变换处理后输出的直流母线电压Vdc。

所述三个输入信号的采样频率可以设计成与处理器的AD采样频率一致。在本实施例中，所述处理器优选采用数字信号控制器DSC（DSC即Digital Signal Controller的英文缩写）来进行PFC控制算法的计算，其AD采样频率以16KHz为例进行说明。

（2）对于确定电流内环的基准信号（即电流参考值Iac-ref）的其中一个参考值——整流输入电压Vs，本实施例采用获取交流输入电源的电压正弦波形，从所述电压正弦波形中选取N个采样点，并对每个采样点的正弦值取绝对值的方法，来形成所述的整流输入电压Vs，作为第一电压参考值。

为了获取交流输入电源的电压正弦波形，本实施例优选采用正弦值查表法，利用交流输入电源的交流电压峰值，形成交流电压的正弦波形。即获取所述交流输入电源的电压正弦波形，从所述电压正弦波形中检测过零点、测量计算交流电源频率，计算交流电压峰值，通过查表和计算形成所述的整流输入电压Vs，作为第一电压参考值。

为了使PFC控制方法能够自动适应不同频率的交流输入电源，例如实现有源PFC在50Hz和60Hz交流电源上的自适应控制，本实施例采用以下方法来生成所述的第一电压参考值Vs：

处理器以固定的AD采样频率（本实施例以16KHz为例进行说明）采集交流电压Vac的瞬时值，当采集到的交流电压瞬时值Vac（n）为正数，而Vac（n-1）为负数时，则可认为Vac（n）是过零点，记录两个过零点之间的采集个数（包括过零点），作为一个交流电压周期的采样点个数N。

由于在驱动斩波器导通和关断的过程中会产生高频干扰信号，为了保证检测的可靠性，需要对所述的采样点个数N进行容错处理，即通过限定N的有效范围，来增强算法的可靠性。

在本实施例中，所述N的有效范围可以采用以下方法获得：

计算N的有效范围为N1~N2，其中，N1=t1/T，N2=t2/T，T为处理器的AD采样周期。

以兼容50Hz和60Hz两种电源频率的PFC自适应控制方法为例进行说明，此时，可以将交流输入电源的频率范围设定在45Hz~65Hz之间，相应的，交流输入电源的周期范围即为。考虑到处理器的AD采样频率为16KHz，则处理器的AD采样周期。由此便可以计算出N的有效范围为。

根据计算出的有效范围，对采样点个数N进行容错处理，即从上一个过零点到本次过零点，如果N的记录个数在所述的有效范围内，则本次过零点是有效过零点；否则，将本次过零点作为无效过零点处理，继续累加记录采集个数，直到下一个过零点。然后，重复执行所述的有效过零点的判断过程，直到生成在有效范围内的采样点个数N。

对于频率为50Hz的交流输入电源来说，所述采样点个数N的理论值。由于干扰信号的影响，采样点个数N的实际值有可能偏离理论值320，但是经过容错处理后，误差范围不会很大。

同理，对于频率为60Hz的交流输入电源来说，所述采样点个数N的实际值应该在附近。

然后，以过零点为起始点，将交流电压Vac的一个周期0~2π用0~2^P-1表示，其中P为处理器的数据处理位数（即处理器一次所能处理的数据位数，能同时处理8位数据的就是8位机，能同时处理16位的就是16位机），则每一个数值所对应的弧度值即为2π/2^P-1，计算每一个所述的弧度值所对应的正弦值，由此形成一个正弦值表。

以所述处理器为16位机为例进行说明，则整个交流电压Vac的波形周期长度用2^15=32768表示，即交流电压Vac的一个周期0~2π用0~32768表示，则每一个数值对应的弧度值为2π/32768，相应的可以计算出每一个弧度值所对应的正弦值，这样就形成了一个正弦值表。

设定查表步长为2^P-1/N，对于16位机来说，即查表步长为32768/N，对相除的结果进行取整处理，按照查表步长对所述正弦值表进行查表，获得N个正弦值。

将采集到的交流输入电源的交流电压峰值与每一次查表所得到的正弦值相乘，计算出N次采样中每个采样点的交流电压瞬时值，这些交流电压瞬时值连接起来就形成了正弦曲线，参见图3所示。不难看出：如果交流输入电源的频率为50Hz，查表计算得到的交流电压的正弦曲线就是50Hz的正弦值曲线；如果交流输入电源的频率为60Hz，查表得到的交流电压的正弦曲线就是60Hz的正弦值曲线。处理器的位数越高，所获得的正弦值曲线就越精确。

对每个采样点的交流电压瞬时值取绝对值，这样就形成了图2中的整流输入电压Vs，即所述的第一电压参考值。

（3）对于确定电流内环的基准信号（即电流参考值Iac-ref）的另外一个参考值Vpi，本实施例采用电压误差补偿器计算输出。

如图2所示，将采集到的直流母线电压Vdc与设定的目标电压Vdc-ref代入电压误差补偿器，通过将直流母线电压Vdc与设定的目标电压Vdc-ref进行比较，并进行电压误差补偿处理后，生成参考值Vpi，记为第二电压参考值Vpi。

在本实施例中，电压误差补偿器构成了外控电压环，作用是控制直流母线电压Vdc达到设定的目标电压Vdc-ref。这样无论负载发生突然变化或者输入的交流电压发生突然变化，由于电压误差补偿器具有比较高的响应速度，因此都能够很快的调整直流母线电压Vdc到达设定的目标电压Vdc-ref。

在本实施例中，所述电压误差补偿器优选采用传统的PID控制策略，将目标电压Vdc-ref与直流母线电压Vdc的差值VEER代入PID计算公式，计算生成第二电压参考值Vpi。

将通过电压误差补偿器输出的第二电压参考值Vpi作为控制信号，参与电流内环的电流参考值Iac-ref的确定。

由于电压外环的输入信号是目标电压Vdc-ref和实际检测到的直流母线电压Vdc，电压误差补偿器用于产生控制输出，无论负载电流和输入的交流电压Vac 如何变化，直流母线电压Vdc都将保持恒定，即等于目标电压Vdc-ref。利用电压误差补偿器对输出的直流母线电压Vdc进行控制，当输入的交流电压Vac增加时，Vs与Vpi 的乘积增加，从而使得电流参考值Iac-ref增加。当该电流参考值Iac-ref除以交流电压平均值的平方后（即电压前馈补偿器的输出值），将得到相应按比例减小的电流参考值Iac-ref。结果是，直流母线电流Iac按照交流电压Vac增加的比例相应减小，从而保持输出功率为恒定值。

（4）对于确定电流内环的基准信号（即电流参考值Iac-ref）的第三个参考值Vcomp，本实施例采用电压前馈补偿器计算输出。

如图2所示，在一个交流周期内对交流输入电源的交流电压Vac进行N次采样，对每个采样点的电压值取绝对值后，计算N个电压值的平均值，即；对所述平均值进行平方运算后取倒数，即，由此形成第三电压参考值Vcomp。

所述N的取值与过程（2）中的采样点个数相同；所述电压前馈补偿器在交流输入电源的每一个交流电压周期计算输出一个第三电压参考值Vcomp。

引入电压前馈补偿器的目的就是不论交流输入电源的线电压如何变化，都保持由负载确定的输出功率恒定。具体来讲，如果交流电压Vac减小，用于确定电流参考值Iac-ref的乘积Vs*Vpi也相应按比例减小。然而，当该电流参考值Iac-ref除以交流电压平均值的平方后，将得到相应按比例增大的电流参考值Iac-ref。结果是，直流母线电流Iac按照交流电压Vac减小的比例相应增大，从而保持恒定的输出功率。

（5）将计算生成的三个电压参考值Vs、Vpi、Vcomp相乘后，确定电流内环的基准信号，即电流参考值Iac-ref。

在本实施例中，由于负载功率的大小不一样，优选将所述的三个电压参考值Vs、Vpi、Vcomp相乘后，再乘以一个系数KM，以得到与交流输入电源的频率相对应的正弦值曲线。所述正弦值曲线的波形如同第一电压参考值Vs的波形，即将负半周波形反转到正半周后所形成的波形，如图2所示，以此作为电流误差补偿器的电流参考值Iac-ref。

在这里，系数KM的取值与硬件电路参数、负载功率以及交流输入电源的电压范围有关系，KM一般匹配在2-10范围内。

（6）对于PWM脉冲信号的占空比，本实施例采用电流误差补偿器计算输出。

如图2所示，将计算生成的电流参考值Iac-ref与采集到的直流母线电流Iac代入电流误差补偿器，通过将电流参考值Iac-ref与整流桥整流输出的直流母线电流Iac进行比较，并进行电流误差补偿处理后，输出用于确定PWM脉冲信号的占空比的计算结果Ipi。

在本实施例中，电流误差补偿器构成了内控电流环，电流环的输入是电流参考值Iac-ref和实际采样得到的直流母线电流Iac，可以使直流母线电流Iac能够跟随参考电流Iac-ref变化。

在本实施例中，所述电流误差补偿器优选采用传统的PID控制策略，将电流参考值Iac-ref与直流母线电流Iac的差值IEER代入PID计算公式，计算生成占空比值Ipi。

与电压外环相比，电流环应具有更快的响应速度，载波频率可以设置为16 KHz。将电流误差补偿器产生的占空比值Ipi传输至输出比较PWM模块，经量化后，生成用于驱动斩波器通断的PWM脉冲信号。

图4是所述PFC自适应控制方法的软硬件整合系统架构框图。

（7）利用电流误差补偿器输出的占空比值Ipi生成PWM脉冲信号的过程参见图5所示，即利用处理器的内部硬件资源——载波频率寄存器、占空比寄存器和比较器，通过设置内部寄存器的值，让其工作在输出比较PWM模式下，由此生成用于驱动斩波器通断的PWM脉冲信号，具体过程为：

a、通过载波频率寄存器设置PWM脉冲信号的载波频率。

在本实施例中，将所述PWM脉冲信号的载波频率F1设置成处理器的AD采样频率，根据处理器的主频FCY以及处理器中比较器工作频率的预分频值P1，计算载波频率寄存器的值OC1TMR，即

。

以PWM脉冲信号的载波频率F1=16KHz，处理器的主频FCY=80MHz，比较器工作频率的预分频为1:1（即P1=1）为例进行说明，则

，

计算得：OC1TMR=4999。

b、将电流误差补偿器输出的计算结果Ipi写入占空比寄存器，作为占空比寄存器的值OC1R。

c、比较器在其工作的每一个时钟周期（即）累加计数一次，并将计数值与占空比寄存器的值OC1R进行一次比较，如果计数值与占空比寄存器的值OC1R相等，则产生匹配中断，波形如图5中的OC1IF。

d、所述处理器在匹配中断OC1IF产生前，通过其OC1引脚向斩波器的控制极（例如IGBT的栅极）输出高电平信号，控制斩波器导通；在匹配中断产生时反转变为低电平，控制斩波器关断，直到比较器的计数值等于OC1TMR时，例如计数值到达4999时，即到达PWM脉冲信号的一个载波周期，将处理器的OC1引脚的电平状态复位成高电平，并对比较器的计数值清零。

重复执行过程b~d，即形成所需要的PWM脉冲信号。

将所形成的PWM脉冲信号输出至斩波器的控制极，例如绝缘栅双极型晶体管IGBT的栅极，通过控制晶体管IGBT通断，以斩波输出稳定、平滑的直流母线电压Vdc，传输至后级用电负载，为负载提供稳定的直流工作电压。

上述PFC控制方法的执行需要设计专门的有源PFC电路提供硬件支持，为此本实施例提出了如图8所示的硬件电路架构，包括整流桥DZ1-DZ4、电感L1、斩波器、处理器DSC以及采样电路。其中，所述斩波器优选采用一颗绝缘栅双极型晶体管IGBT实现对整流桥DZ1-DZ4整流输出的单向直流电源的斩波变换。

具体来讲，将所述整流桥DZ1-DZ4的交流侧连接交流输入电源AC，将输入的交流电源整流成单向直流电源，通过整流桥DZ1-DZ4的直流侧输出。将电感L1连接在整流桥DZ1-DZ4直流侧的正极与IGBT的集电极之间，IGBT的发射极接地，并通过采样电阻R0连接整流桥DZ1-DZ4直流侧的负极。所述采样电阻R0与运算放大器G2构成直流母线电流采样电路，对整流桥DZ1-DZ4整流输出的直流母线电流Iac进行采样，并输出至所述的处理器DSC。具体来讲，可以将所述运算放大器G2的两个输入端并联在所述采样电阻R0的两端，利用采样电阻R0将直流母线电流转换为采样电压，并通过运算放大器G1进行放大处理后，输出至处理器DSC的ADC接口，进行模数转换处理以生成数字量，作为电流内环的直流母线电流Iac，参与电流误差补偿器的计算。将IGBT的集电极通过功率二极管D1连接后级用电负载，向负载输出平稳、恒定的直流母线电压。为了实现对所述直流母线电压的采样检测，本实施例优选采用两个分压电阻R1、R2串联构成直流母线电压采样电路，连接在功率二极管D1的阴极与地之间，通过对IGBT斩波输出的直流母线电压进行分压后，输出采样电压Vdc至处理器DSC。所述处理器DSC利用其内部的模数转换器ADC对接收到的采样电压Vdc进行模数转换，生成数字量，作为电压外环的直流母线电压Vdc，参与电压误差补偿器的计算。此外，在所述功率二极管D1的阴极与地之间还可以进一步并联一路滤波电容C1，如图8所示，以滤除供电线路中的干扰信号，使得输出至用电负载的直流母线电压更加稳定。

对于PFC自适应控制算法所需的交流电压Vac，本实施例优选采用运算放大器G1构成交流电压采样电路，连接在交流输入电源AC与处理器DSC之间，实现对交流输入电源的AC的交流电压的采样检测。具体来讲，可以将所述运算放大器G1的两个输入端与交流输入电源的AC的火线和零线对应连接，采集交流电压并进行缩小变换后，输出至处理器DSC的ADC接口，以转换成数字量后，参与第一电压参考值Vs和第三电压参考值Vcomp的生成计算。

所述处理器DSC通过采集交流电压采样电路、直流母线电流采样电路和直流母线电压采样电路输出的采样值Vac、Iac、Vdc，代入上述PFC自适应控制算法，即可计算生成PWM脉冲信号，输出至斩波器的控制极，例如IGBT的栅极，通过控制IGBT的通断时序，在生成平稳直流母线电压，满足负载用电需求的同时，获得较高的功率因数。

当然，所述交流电压采样电路、直流母线电流采样电路和直流母线电压采样电路也可以采用其他电路构建方式，本实施例并不仅限于以上举例。

此外，为了实现对供电线路的过流保护，本实施例在所述有源PFC电路中还设计有过流保护电路，参见图8所示，主要包括比较器和与门。其中，所述比较器采集直流母线电流并与设定阈值REF进行比较，当直流母线电流处于安全范围内时，通过比较器输出高电平至与门的其中一路输入端，将所述与门的另外一路输入端连接处理器DSC，接收处理器输出的PWM脉冲信号，由于比较器输出的电压为高电平，因此PWM脉冲信号可以通过与门传输至IGBT的栅极，实现对IGBT的通断控制。而当直流母线电流高于设定阈值时，进入过流保护状态，通过比较器输出低电平至所述与门，阻断PWM脉冲信号的输出，此时，通过与门输出的电平为低电平，控制IGBT关断，使直流母线电流降低，达到过流保护的目的。

图9为所述过流保护电路的具体电路原理图，其中，电阻R204、R207并联构成所述的采样电阻R0，串联在IGBT的发射极与整流桥DZ1-DZ4直流侧的负极之间。将比较器U202的同相输入端+连接在由电阻R220、R222和R229构成的第一电阻分压网络的分压节点处，具体来讲，所述比较器U202的同相输入端+一方面通过分压电阻R229连接直流电源+5V，另一方面通过分压电阻R220、R222组成的并联支路连接在采样电阻R0与整流桥DZ1-DZ4直流侧的负极之间的供电线路上，即c点。将比较器U202的反相输入端-连接在由电阻R230、R232构成的第二电阻分压网络的分压节点处，并将所述第二电阻分压网络连接在直流电源+5V与地之间。调节电阻R230、R232的电阻值，以生成合适的设定阈值REF。作为本实施例的一种优选设计方案，可以选择阻值相同的两个电阻R230、R232构成所述的第二电阻分压网络，即设定阈值REF为2.5V。

由于IGBT的发射极接地，当有源PFC电路工作时，直流母线电流Iac通过IGBT的发射极经由采样电阻R0流向整流桥DZ1-DZ4直流侧的负极。由于采样电阻R0形成压降，电流越大，电路中c点的电位就越低，且为负值，从而使得比较器的同相输入端+的分压电位越低。在比较器U202的同相输入端+的分压电位高于设定阈值2.5V时，比较器U202的输出处于高阻状态，并在直流电源+3.3V与限流电阻R308构成的上拉电路的作用下，输出高电平至与门U203的输入端B。所述与门U203的输入端A通过电阻R231连接处理器DSC，接收处理器DSC输出的PWM脉冲信号，此时，与门U203的输出与所述PWM脉冲信号同步，传输至驱动电路U200进行带载能力的提升后，输出至IGBT的栅极，实现对IGBT的通断控制。当直流母线电流Iac持续增大，导致比较器U202的同相输入端+的分压电位低于设定阈值2.5V时，比较器U202的输出电位反向，变为低电平。此时，无论处理器DSC输出的PWM脉冲信号为何种状态，通过与门U203都将强制输出低电平，进而关断IGBT，进入过流保护状态。

在IGBT关断后，直流母线电流Iac开始降低，有可能很快降低到安全范围以内，导致有源PFC电路在短时间内重新启动，又在启动后不久由于电流Iac的重新增大而再次进入保护状态，并反复所述的短暂保护过程。为了实现短暂保护和长期保护两种模式的选择执行，本实施例优选将比较器U202的输出端连接到处理器DSC的IO口上，处理器DSC在检测到比较器U202的输出电压为低电平时，根据用户预先选定的保护模式（短暂保护或长期保护）确定是否继续输出PWM脉冲信号，即在短暂保护模式时继续输出PWM脉冲信号，在长期保护模式时停止输出PWM脉冲信号，以满足有源PFC电路的不同工作要求。

将上述有源功率因数校正装置应用到电力电子设备的电源电路设计中，例如应用到5KW的变频空调器中，对比所述有源PFC电路启动前和启动后的交流输入电源的电流波形，可以清楚的看出：有源PFC电路不启动时，交流输入电源的电流测试波形如图6所示，输入电流是断续、短暂的高峰值电流脉冲，这对电网的冲击非常大，功率因数只有80%；而在有源PFC电路启动后，交流输入电源的电流测试波形如图7所示,输入电流波形平滑，电流相位跟随电压相位，功率因数达到99%以上，且完全可以满足对50Hz和60Hz两种频率交流输入电源的自适应控制。

当然，以上所述仅是本发明的一种优选实施方式，应当指出的是，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种功率因数自适应控制方法，其特征在于：在对交流输入电源进行整流变换的整流桥的直流侧连接斩波器，通过处理器产生脉冲信号控制所述斩波器通断，以生成平滑的直流母线电压Vdc；所述脉冲信号的产生过程为：

利用所述计算结果Ipi确定脉冲信号的占空比，形成所述的脉冲信号；

其中，

在所述形成第一电压参考值Vs和形成第三电压参考值Vcomp的过程中，还包括确定采样点个数N的步骤：

处理器以固定的AD采样频率采集交流电压Vac的瞬时值，当采集到的交流电压瞬时值Vac（n）为正数，而Vac（n-1）为负数时，判定Vac（n）是过零点，记录两个过零点之间的采集个数，即为一个交流周期的采样点个数N；

对所述采样点个数N进行容错处理，步骤如下：

从上一个过零点到本次过零点，如果N的记录个数在所述的有效范围内，则本次过零点是有效过零点；否则将本次过零点作为无效过零点，继续累加记录采集个数，直到下一个过零点，然后重复执行本步骤的有效过零点判断过程，直到生成在有效范围内的采样点个数N；

所述脉冲信号的频率F1等于处理器的AD采样频率，利用所述计算结果Ipi确定脉冲信号的占空比的过程为：

；

b、将计算结果Ipi写入占空比寄存器；

2.根据权利要求1所述的功率因数自适应控制方法，其特征在于：在所述形成第一电压参考值Vs的过程中，根据所述交流输入电源的交流电压峰值，利用正弦值查表法形成所述交流输入电源的电压正弦波形。

3.根据权利要求2所述的功率因数自适应控制方法，其特征在于：所述交流输入电源的频率范围设定在45Hz~65Hz之间。

4.根据权利要求2所述的功率因数自适应控制方法，其特征在于：在所述形成第一电压参考值Vs的过程中，以过零点为起始点，将交流电压Vac的一个周期0~2π用0~2^P-1表示，其中P为处理器的数据处理位数，则每一个数值对应的弧度值为2π/2^P-1，计算每一个所述的弧度值所对应的正弦值，由此形成一个正弦值表；

设定查表步长为2^P-1/N，按照查表步长对所述正弦值表进行查表；将所述交流输入电源的交流电压峰值与每一次查表所得到的正弦值相乘，相乘的积取绝对值，形成所述的第一电压参考值Vs。

5.根据权利要求2所述的功率因数自适应控制方法，其特征在于：在所述形成第三电压参考值Vcomp的过程中，以过零点为起始点，在交流输入电源的一个交流周期内，对所述交流电压Vac进行N次采样，对采集到的N个交流电压瞬时值取绝对值后求取平均值，并对所述平均值进行平方运算后取倒数，形成所述的第三电压参考值Vcomp。

6.根据权利要求1所述的功率因数自适应控制方法，其特征在于：所述电压误差补偿处理过程为：求取所述目标电压Vdc-ref与直流母线电压Vdc之间的差值，代入PID运算公式计算生成所述的第二电压参考值Vpi；

所述电流误差补偿处理过程为：求取所述电流参考值Iac-ref与直流母线电流Iac之间的差值，代入PID运算公式计算生成结果Ipi。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的功率因数自适应控制方法，其特征在于：将所述三个电压参考值相乘后，乘以系数KM，形成所述的电流参考值Iac-ref；其中，所述系数KM在2-10的范围内取值。