CN101963787B - 电力有源滤波器的双反馈环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电力有源滤波器的双反馈环控制方法，它包括直流侧电压环控制方法和输出电流环控制方法。由于采用了两种新控制策略的技术方案，即采用了周期离散控制的新型直流侧电压环控制方法、输出电流环控制方法采用了平均电流补偿逆控制的新型电流环控制策略，显著提高了有源滤波器的响应速度和精度。其中直流侧电压环控制方法可以在实现有源滤波器直流侧电压线性化控制的同时获得负荷电流有功分量，该方法显著提高了有源滤波器补偿谐波的速度，能够有效地避免负荷变化时出现电流畸变现象。本发明中输出电流环控制方法利用直流侧电压与电源电压的测量值，并根据平均电流模型可得到下一周期补偿电流的校正值。

Description

电力有源滤波器的双反馈环控制方法

技术领域

本发明属于电力系统自动化产品及其电能质量检测控制技术领域，具体地说是涉及一种电力有源滤波器的控制方法。

背景技术

电力有源滤波器(Active Power Filter，缩写为APF)是治理电力系统谐波、改善电能质量的有效措施。与传统的无源滤波器(Passive Filter，缩写为PF)相比，电力有源滤波器具有能补偿各次谐波、抑制闪变、补偿无功，自动跟踪补偿变化的谐波等技术优势。随着电力电子技术的快速发展，电力电子器件的导通容量、开关频率等性能大大提高，PWM控制技术也日趋成熟，采用现代电力电子技术、数字信号处理技术和先进控制理论的电力有源滤波器技术对电网谐波进行动态实时补偿，可视为现在解决谐波污染问题的最有效和最具潜力的途径。目前，电力有源滤波器已成为电力电子技术领域中的研究热点，许多国家已将有源电力滤波器作为改善电能质量的一项关键技术和措施，在我国也具有非常广阔的应用前景。

电力有源滤波器系统主要由两大部分组成，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路，其中补偿电流发生电路主要由电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路三部分构成。

指令电流运算电路的功能主要是从负载电流i_L(t)中分离出谐波无功电流i_Lq(t)和基波有功电流i_Lp(t)，然后将其反极性作用后发出补偿电流的指令信号i_C(t)＝i_Lq(t)。电流跟踪控制电路的功能是根据主电路产生的补偿电流i_C，计算出主电路各开关器件的触发脉冲，此脉冲经驱动电路后作用于主电路，产生补偿电流i_c(t)，

i_s(t)＝i_L(t)-i_C(t)＝i_Lp(t)+i_lq(t)-i_C(t)＝i_LP(t)

即电源电流i_s(t)中只含有基波的有功分量i_Lp(t)，从而达到消除谐波与进行无功补偿的目的。但是有源滤波器电流谐波分量检测运算复杂，并且在负荷电流变化时，传统的检测有功和无功电流分量的过程将更加繁琐，不易从电源电流中获取准确的谐波分量。同时由于有源滤波器提供的补偿电流是非正弦的，含有的谐波分量远远大于基波成分，一般采用的电流环控制算法往往不能很好满足动态响应的速度和补偿精度。

发明内容

本发明的目的是提供一种能够显著提高有源滤波器响应速度和精度的电力有源滤波器的双反馈环控制方法。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

本发明包括直流侧电压环控制方法和输出电流环控制方法；

其中，直流侧电压环控制方法包括以下步骤：

①电力有源滤波器直接对直流侧电容电压进行控制，检测系统电压U_s和负荷电流i_L；

②检测逆变器直流侧电容电压U_d(t)，在保持电容电压稳定的基础上，对IGBT进行对应控制，进行PWM调制；

③逆变器综合系统电压、负荷电流和直流侧电容电压的检测，产生相应的PWM控制信号，对谐波电流进行相应补偿；

另外，输出电流环控制方法包括以下步骤：

a、对负荷电流i_L和补偿电流i_c的检测；

b、应用周期内的电流动态方程对平均电流i_c(k)进行预测计算，然后推导出其开关时间Itd₁(k)，；

c、应用上周期的实际补偿电流进行电流预测，并对平均电流i_c(k)进行修正计算，根据其推导出开关时间IItd₂(k)；

d、对所述的开关时间I和开关时间II进行数学平均，得到最终的开关时间td(k)，有源滤波器根据开关时间输出符合谐波电流的新补偿电流。

需要指出的是，在直流侧电压环控制方法的步骤②中，采用周期离散控制技术保持电容电压稳定。

采用上述技术方案的本发明，采用了两种新控制策略的技术方案，即采用了周期离散控制的新型直流侧电压环控制方法、输出电流环控制方法采用了平均电流补偿逆控制的新型电流环控制策略，显著提高了有源滤波器的响应速度和精度。其中直流侧电压环控制方法可以在实现有源滤波器直流侧电压线性化控制的同时获得负荷电流有功分量，该方法显著提高了有源滤波器补偿谐波的速度，能够有效地避免负荷变化时出现电流畸变现象，并减轻负荷突变对电网的冲击。而输出电流环控制方法是有源滤波器控制的关键部分。为了解决动态响应速度和精度问题，本发明中的基于平均电流补偿逆控制的输出电流环控制方法利用直流侧电压与电源电压的测量值，并根据平均电流模型可得到下一周期补偿电流的校正值。由校正值与滤波器输出电流测量值之和作为输出电流的反馈值。该方法充分利用了直流侧电压与电源电压的信息，提高了补偿电流的补偿速度和精度。

附图说明

图1为电压型三相并联有源滤波器结构原理图；

图2为本发明中APF系统控制原理图；

图3为本发明中直流侧电压环控制方法的原理图；

图4为本发明中前沿跟踪PWM图；

图5为本发明中输出电流环控制方法的原理图；

图6为本发明中单周期离散控制APF传递框图。

具体实施方式

如图1所示，在实施本发明时，先将APF通过电感L₁和L₂与系统并联，其直流侧采用电容C为储能元件，U_dc为变流器直流侧电容电压，S₁、S₂、S₃、S4₄为四只IGBT管。在本发明中，APF直接对直流侧电容电压控制，避开了传统的检测有功和无功电流分量的繁琐过程，使得谐波检测的过程十分简单，从而有利于降低有源滤波器的控制成本，大大提高相应速度。

如图2所示，本发明中的“双反馈环”控制包括：直流侧电压环控制方法和输出电流环控制方法。其中，电压控制环所采用的周期离散控制计算简单，响应迅速，为最佳的实施方式，它能在维持直流侧电压稳定的同时，得到负荷基波有功电流参考值。该控制方法能消除负荷电流突变和电网电压畸变的影响。上述的电压控制环还可以采用其他的控制方法。而电流环则根据直流侧电压与电源电压的测量值，并以平均电流模型和预测电流模块得到下一周期补偿电流的校正值。由校正值与滤波器输出电流测量值之和作为输出电流的反馈值。本发明充分利用了直流侧电压与电源电压的信息，提高了补偿电流的补偿速度和精度。由此两环组成了本发明的主要核心系统，即双反馈环控制系统，

具体地说，直流侧电压环控制方法包括以下步骤：

①电力有源滤波器直接对直流侧电容电压进行控制，检测系统电压U_s和负荷电流i_L。由于有源滤波器主要用于补偿负荷产生的谐波电流和基波无功电流，经有源滤波器的补偿后，电源只向负荷输出有功功率p_L和APF的损耗功率p_A。负荷需要的无功功率q_L由APF输出。认为电源电压为正弦波形，设u_s(t)＝U_ssin(ωt)，负荷瞬时电流为：

$i_L\left(t\right)=I_{\mathrm{pL}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)+I_q\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_n\sin (\mathrm{n\ωt}+{\mathrm{\θ}}_n)$

负荷瞬时功率为：

$w_L\left(t\right)=u_s\left(t\right)i_L\left(t\right)=p_L+q_L$

$=I_{\mathrm{pL}}{U}_s{\sin }^2\left(\mathrm{\ωt}\right)+I_q{U}_s\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{U}_s\sin \left(\text{\ωt}\right)I_n\sin (\mathrm{n\ωt}+{\mathrm{\θ}}_n).$

电源输出功率为：

w_S(t)＝p_L+p_A＝I_pLU_ssin²(ωt)+I_pAU_ssin²(ωt)＝(I_pL+I_pA)sin(ωt)u_s(t)

有源滤波器输出功率为：

$w_A\left(t\right)=q_L-p_A=I_q{U}_s\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{U}_s\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)I_n\sin (\mathrm{n\ωt}+{\mathrm{\θ}}_n)-I_{\mathrm{pA}}{U}_s{\sin }^2\left(\mathrm{\ωt}\right)$

$q_L=I_q{U}_s\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{U}_s\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)I_n\sin (\mathrm{n\ωt}+{\mathrm{\θ}}_n)$

无功功率q_L一个周期内的积分为：

$\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{q}_L\mathrm{dt}=\underset{0}{\overset{T}{\∫}}(I_q{U}_s\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{U}_s\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)I_n\sin (\mathrm{n\ωt}+{\mathrm{\θ}}_n))\mathrm{dt}=0$

损耗功率p_A一个周期内的积分为：

$\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{p}_A\mathrm{dt}=\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\left(I_{\mathrm{pA}}{U}_s\stackrel{2}{\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)}\right)\mathrm{dt}=\frac{T}{2}{I}_{\mathrm{pA}}{U}_S=\frac{1}{2}C{[U_{\mathrm{dc}}+\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{dc}}]}^2-\frac{1}{2}C\stackrel{2}{U_{\mathrm{dc}}}$

从上述的无功功率q_L一个周期内积分和损耗功率p_A一个周期内积分的两个公式可以看出，无功功率q_L通过逆变器与直流侧储能元件电容C产生能量交换，引起直流侧电容电压波动，但其在一个周期内的积分为零，因此一个无损的有源滤波器系统其直流侧电容电压的周期值保持为一个定值。而实际的补偿装置存在损耗功率p_A，其在一个周期内的积分不为零，所以将引起电容电压周期值的变化，也就是说电容电压周期值的变化反应了APF有功功率的传递。APF要有效地对系统谐波电流进行补偿，按照PWM控制规律，逆变器的直流侧电容电压就必须保持恒定，若直流侧电压波动较大，就会出现过补偿或者欠补偿。欠补偿时会影响补偿的精度，过补偿时会增加APF的干扰性谐波电流，因此需要保持直流电压的稳定性。

②检测逆变器直流侧电容电压U_d(t)，采用周期离散控制技术，配合快速的工频数字锁相环技术，保持电容电压稳定，从而对IGBT管进行对应控制，进行PWM调制，如图3所示。

周期离散控制技术采用单周期离散控制器。对直流侧电容电流i_dc(t)进行单周期积分：

${\∫}_{\mathrm{KT}}^{(K+1)T}{i}_{\mathrm{dc}}\left(t\right)\mathrm{dt}={\∫}_{\mathrm{KT}}^{(K+1)T}[i_L^{*}\left(t\right)-I_P^{*}\left(t\right)]\mathrm{dt}={\∫}_{\mathrm{KT}}^{(K+1)T}[I_L\left(k\right)-I_P^{*}\left(k\right)]\mathrm{dt}=T[I_L\left(k\right)-I_P^{*}\left(k\right)]=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{dc}}C$

其中，I_L(k)是电流i_L ^*(t)在[(k-1)t，kT]周期的平均值。由上式可得期望的电流值：

$I_p^{*}\left(k\right)=I_p^{*}(k-1)+u\left(k\right)$

而离散控制器传递函数：D(z)＝C/T是单周期离散按比例控制器的传递函数，如图6所示。

③逆变器综合系统电压、负荷电流和直流侧电容电压的检测，产生相应的PWM控制信号，对谐波电流进行相应补偿。上述逆变器的工作原理为本领域普通技术人员所熟知的技术。

输出电流环控制方法是有源滤波器控制的关键部分。当进行有源滤波器的电流控制时，因为有源滤波器提供的电流是非正弦的，且含有的谐波成分远远大于基波成分。此外，有源滤波器的开关频率很高，需要快速的控制方法。本发明中的电流环控制结构主要有以下部分：负荷电流和有源滤波器电流的检测单元，控制单元和PWM脉冲分配单元。控制单元产生调制信号，这个信号仅在采样时刻改变，并在下一采样时刻前保持不变，它送入脉冲分配单元产生IGBT的开关信号，实现控制作用。考虑到定频率PWM比较简单、易于实现，且响应速度快，本装置采用定频率PWM。输出电流环控制方法包括以下步骤：

a、对负荷电流i_L和补偿电流i_c的检测；

b、应用周期内的电流动态方程对平均电流i_c(k)进行预测计算。具体地说，非线性模型是通过对每个开关周期分析获得的。当采用如附图4所示的前沿跟踪PWM时，可以推导出系统的模型，如附图5所示。忽略滤波电抗器的电阻，可以得到系统在一个开关周期内的动态方程：

$\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}=\left\{\begin{array}{cc}(V_{\mathrm{dc}}-V_{\mathrm{ac}})/L_m& \mathrm{kT}<t<\mathrm{kT}+\mathrm{td}\\ -(V_{\mathrm{dc}}+V_{\mathrm{ac}})/L_m& \mathrm{kT}+\mathrm{td}<t<(k+1)T\end{array}\right.$

其中，i_C是APF补偿电流，V_dc是直流侧电压，V_ac是交流电源电压，L_m是APF连接到交流电源的电抗器，td是一周期内的开通时间，T是采样周期。

由于APF的开关频率很高，达到几十kHz，因此，可以认为在一个开关周期内直流侧电压和交流电源电压和交流电源电压为常数。

可以得到如下的系统的平均值方程：

${\stackrel{\&OverBar;}{i}}_C(k+1)={\stackrel{\&OverBar;}{i}}_C\left(k\right)+\frac{\frac{-[V_{\mathrm{dc}}\left(k\right)+V_{\mathrm{ac}}\left(k\right)]*{(T-\mathrm{td}\left(k\right))}^2}{L_m}+\frac{[V_{\mathrm{dc}}\left(k\right)-V_{\mathrm{ac}}\left(k\right)]*{\mathrm{td}}^2}{L_m}}{T}$

$={\stackrel{\text{-}}{i}}_C\left(k\right)+\frac{[V_{\mathrm{dc}}\left(k\right)+V_{\mathrm{ac}}\left(k\right)]{[T-\mathrm{td}\left(k\right)]}^2+[V_{\mathrm{dc}}\left(k\right)-V_{\mathrm{ac}}\left(k\right)]{\mathrm{td}}^2}{L_{m}T}$

其中，i_C是一个开关周期内的APF平均电流。

td(k)是非常微小的时间，因此在上式中，其二次项可以忽略不计，则通过电流峰值模型，可以得到线性控制规律，得到开关时间Itd₁(k)的方程：

${\mathrm{td}}_1\left(k\right)=\left\{\right[i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_C(k-1)]\frac{L_m}{T}+V_{\mathrm{ac}}(k-1)+V_{\mathrm{dc}}(k-1)\}\frac{T}{2(V_{\mathrm{ac}}(k-1)+V_{\mathrm{dc}}(k-1))}$

c、在电流反馈环中应用上周期的实际补偿电流进行电流预测，以前一次的实际补偿电流值作为预测电流的基础，与系统平均预测值进行算法平均后得到最终的实际预测值，即对平均电流i_c(k)进行修正计算：

${\stackrel{\&OverBar;}{i}}_C(k+1)=i_C\left(k\right)+\frac{-2V_{\mathrm{dc}}\left(k\right){[T-td\left(k\right)]}^2+[V_{\mathrm{dc}}\left(k\right)-V_{\mathrm{ac}}\left(k\right)]T^2}{{2L}_{m}T}$

从而推导出开关时间IItd₂(k)：

${\mathrm{td}}_2\left(k\right)=\left\{\right[i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_C(k-1)]\frac{L_m}{T}+\frac{V_{\mathrm{ac}}(k-1)+V_{\mathrm{dc}}(k-1)}{2}\}\frac{T}{{2V}_{\mathrm{dc}}(k-1)}$

 d、对上述的开关时间I和开关时间II进行数学平均，得到最终的开关时间td(k)，即 $\mathrm{td}\left(k\right)=\frac{{\mathrm{td}}_1\left(k\right)+{\mathrm{td}}_2\left(k\right)}{2},$ 有源滤波器根据开关时间输出符合谐波电流的新补偿电流。

应理解的是，多种变型、修改和附加实施例都是有可能的，因此所有变型、修改设实施例都将视作处于本发明申请的精神范围之内。

Claims (2)

1.一种电力有源滤波器的双反馈环控制方法，其特征在于：它包括直流侧电压环控制方法和输出电流环控制方法；

所述的直流侧电压环控制方法包括以下步骤：

①电力有源滤波器直接对直流侧电容电压进行控制，检测系统电压U_s和负荷电流i_L；

②检测直流侧电容电压U_d(t)，在保持电容电压稳定的基础上，对IGBT进行对应控制，进行PWM调制；

③逆变器综合系统电压、负荷电流和直流侧电容电压的检测，产生相应的PWM控制信号，对谐波电流进行相应补偿；

所述的输出电流环控制方法包括以下步骤：

a、对负荷电流i_L和补偿电流i_c的检测；

b、应用周期内的电流动态方程对平均电流进行预测计算，然后推导出其开关时间Itd₁(k)，；

c、应用上周期的实际补偿电流进行电流预测，并对平均电流

进行修正计算，根据其推导出开关时间IItd₂(k)；

d、对所述的开关时间I和开关时间II进行数学平均，得到最终的开关时间td(k)，有源滤波器根据最终的开关时间td(k)输出符合谐波电流的新补偿电流。

2.根据权利要求1所述的电力有源滤波器的双反馈环控制方法，其特征在于：在所述直流侧电压环控制方法的步骤②中，采用周期离散控制技术保持电容电压稳定。

Images