CN104821601A - 一种三相光伏并网逆变器控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及太阳能发电技术领域，尤其涉及一种无中间回路电压传感器的三相光伏并网逆变器控制装置，通过预测中间回路电压实现三相光伏并网逆变器在无中间回路电压传感器下的控制。本发明控制装置包括以下单元：电网相电压检测；电网相位检测；三相/二相旋转坐标变换；电流与电压预测；电流误差补偿预测；中间回路电压预测；空间电压矢量PWM调制。本发明减少了三相光伏并网逆变器装置中通常要使用的中间回路电压传感器，同时极大改善了系统的输出电流质量和系统的动态和稳态性能。

Description

一种三相光伏并网逆变器控制装置

技术领域

本发明涉及太阳能发电技术领域，更具体地说，涉及一种无中间回路电压传感器的三相光伏并网逆变器控制装置。

背景技术

在三相光伏并网发电系统中，输出电流的质量是衡量一个三相光伏并网发电系统的重要指标，一般输出电流质量的优劣通常由总谐波畸变率(THD)来衡量。国际标准IEEE1547对太阳能发电系统中并网逆变器的输出电流THD值有上限规定，即THD值必须小于5％，否则该系统装置就会对电网造成大的“污染”。参考国际标准，中国和其他国家也都制定了类似的标准。一般THD值越小，说明该装置输出电流的波形质量越好，反之亦然。

在三相光伏并网逆变器装置中，中间回路电压传感器是一个比较重要的元器件，若该元器件损坏或者检测不准会导致整个装置性能指标降低。在过去的几十年里，随着微电子技术的发展，微处理器芯片采样和运算速度加快，数字控制技术越来越多的用于电力电子方面，尤其在三相光伏并网逆变器控制系统中，复杂的并网技术(脉宽调制PWM电流控制)、最大功率抽取(MPPT)及完善的通讯功能是模拟控制甚至简单的一个微处理器难以完成的。得益于微处理芯片的高速发展，很多新颖的无传感器技术提出来用于逆变器和PWM整流器系统中。在许多公开的文献及专利中，有的提出了无电流传感器技术来构建输出电流方案；有的提出了无交流电压传感器技术来构建交流电压方案；有的提出了在单相逆变器并网系统中通过一种电路采用电感电流来构建中间回路电压的方案；有的提出了在单相逆变器系统中通过交流电压来构建中间回路电压的方案；有的提出了在三相逆变器系统中通过微分方程来构建中间回路电压。在上面所述的文献及专利中提到的无传感器控制技术中基本上都采用了通过对其它相关电压和电流的采集来预测出相应的电压和电流量，但采样噪音干扰和滤波电路会带来采集到的电压或电流数据与实际不相符，这种差异 性会导致太阳能并网逆变器系统的输出电流总谐波畸变率(THD)较大甚至有可能不满足标准要求(国际及中国规定THD小于5％)。

发明内容

本发明的目的在于提供一种三相光伏并网逆变器控制装置，通过预测中间回路电压实现三相光伏并网逆变器在无中间回路电压传感器下的控制，不仅可以满足IEEE1547的国际标准和用户的需求，也极大改善了系统的输出电流质量和系统的动态和稳态性能。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种三相光伏并网逆变器控制装置，其特征在于，包括：

一个电网相电压检测单元1：通过接入到电网的LEM电压传感器进行电网相电压的采样和检测；

一个电网相位检测单元2：将电网相电压检测单元采集来的电网电压信号通过信号调理整形将正弦波信号变成方波，再将整形后的信号送到控制芯片的捕获管脚，最后通过软件计数模块来实施对电网相位的检测；

一个电流与电压预测单元，包括电流预测单元3与电压预测单元4：为了弥补控制带来的延时，定义在当前的PWM周期末K+1时刻输出电流及电网电压预测为：

$\hat{i}(K+1)=\frac{1}{8}\·(2i(K-1)-i(K-3))+\frac{7}{8}\·i\left(K\right)$

${\hat{v}}_{gd,q}(K+1)=2\·v_{gd,q}\left(K\right)-v_{gd,q}(K-3)$

其中，为采样时刻(K+1)时即在当前的PWM周期末的预测的输出电流；i(K-3)、i(K-1)、i(K)分别为(K-3)、(K-1)和(K)时刻的输出电流采样值， 为采样时刻(K+1)时即在当前的PWM周期末的预测的电网电压在旋转坐标d-q参考坐标系上的分量，v_gd,q(K-3)及v_gd,q(K)分别为(K-3)和(K)时刻的电网电压采样值在旋转坐标d-q参考坐标系上的分量；

一个三相/二相旋转坐标变换单元5：即Park变换，将上述电网相电压检测单 元1检测的三相变量或上述电流预测单元3输出的三相变量从a、b、c坐标系转换为到d、q坐标系；

一个电流误差补偿预测单元6：对逆变器的控制进行实时采样和无中间回路电压传感器的预测补偿；通过使用无差拍控制计算出输出参考电压：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d^{*}\left(n\right)=L\·\frac{i_d^{*}\left(n\right)-i_d\left(n\right)}{T}-\mathrm{\ω}L\·\frac{i_q^{*}\left(n\right)+i_q\left(n\right)}{2}+v_{gd}\left(n\right)\\ v_q^{*}\left(n\right)=L\·\frac{i_q^{*}\left(n\right)-i_q\left(n\right)}{T}-\mathrm{\ω}L\·\frac{i_d^{*}\left(n\right)+i_d\left(n\right)}{2}+v_{gq}\left(n\right)\end{array}\right.$

其中，和为所要控制的电压矢量在d-q参考坐标系下的正交分量， 和为当前PWM周期末的给定电流在d-q参考坐标系下的正交分量；i_d(n)和i_q(n)为当前PWM周期末的预测的实际电流在d-q参考坐标系下的正交分量；v_gd(n)和v_gq(n)为当前PWM周期末的预测的实际电网电压在d-q参考坐标系下的正交分量,ω是电网的角频率，L为三相输出滤波电抗器的电感量，T为PWM周期；

一个中间回路电压预测单元7：通过PI调节器对中间回路电压进行预测，得出中间回路电压：

$v_{dc}^{*}\left(n\right)=v_{dc}^{*}(n-1)-(K_P+K_{I}T)\left(i_q^{*}\right(n-1)-i_q\left(n\right))+K_P\left(i_q^{*}\right(n-2)-i_q(n-1))$

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}^{*}=\frac{3\left|v^{*}\right|\·cos\mathrm{\γ}}{2v_{dc}^{*}}\\ v_{\mathrm{\β}}^{*}=\frac{3\left|v^{*}\right|\·sin\mathrm{\γ}}{2v_{dc}^{*}}\end{array}\right.$

其中： $\left|v^{*}\right|=\sqrt{{\left(v_d^{*}\right)}^2+{\left(v_q^{*}\right)}^2}$

$\mathrm{\γ}=\mathrm{\θ}+{\tan }^{-1}\left(\frac{v_q^{*}}{v_d^{*}}\right)$

和为当前PWM周期及上一次PWM周期预测的中间回路电压量，K_P为PI调节器的P系数；K_I为PI调节器的I系数；

θ为d-q坐标系下d轴分量与a-b-c坐标系下a轴分量间的电角度，也是电网的相位也等于ωt，ω是电网的角频率，t表示为时间；

和为所要控制的电压矢量在a-b-c静止参考坐标系下的两个正交分量；

一个空间电压矢量PWM调制单元8：采用空间矢量脉宽调制逆变器。

一种三相光伏并网逆变器控制方法，其特征在于，包括：

一个电网相电压检测的步骤：由电网相电压检测单元1通过接入到电网的LEM电压传感器进行电网相电压的采样和检测；

一个电网相位检测的步骤：由电网相位检测单元2将电网相电压检测单元1采集来的电网电压信号通过信号调理整形将正弦波信号变成方波，再将整形后的信号送到控制芯片的捕获管脚，最后通过软件计数模块来实施对电网相位的检测；

一个三相/二相旋转坐标变换的步骤：即Park变换，由三相/二相旋转坐标变换单元5将上述电网相电压检测单元1检测的三相变量或上述电流预测单元3输出的三相变量从a、b、c坐标系转换为到d、q坐标系；

一个电流与电压预测的步骤，包括电流预测的步骤与电压预测的步骤：为了弥补控制带来的延时，电流预测单元3与电压预测单元4定义在当前的PWM周期末K+1时刻输出电流及电网电压预测为：

$\hat{i}(K+1)=\frac{1}{8}\·(2i(K-1)-i(K-3))+\frac{7}{8}\·i\left(K\right)$

${\hat{v}}_{gd,q}(K+1)=2\·v_{gd,q}\left(K\right)-v_{gd,q}(K-3)$

其中，为采样时刻(K+1)时即在当前的PWM周期末的预测的输出电流；i(K-3)、i(K-1)、i(K)分别为(K-3)、(K-1)和(K)时刻的输出电流采样值， 为采样时刻(K+1)时即在当前的PWM周期末的预测的电网电压在旋转坐标d-q参考坐标系上的分量，v_gd,q(K-3)及v_gd,q(K)分别为(K-3)和(K)时刻的电网电压采样值在旋转坐标d-q参考坐标系上的分量；

一个电流误差补偿预测的步骤：由电流误差补偿预测单元6对逆变器的控制进行实时采样和无中间回路电压传感器的预测补偿，通过使用无差拍控制计算出输出参考电压：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d^{*}\left(n\right)=L\·\frac{i_d^{*}\left(n\right)-i_d\left(n\right)}{T}-\mathrm{\ω}L\·\frac{i_q^{*}\left(n\right)+i_q\left(n\right)}{2}+v_{gd}\left(n\right)\\ v_q^{*}\left(n\right)=L\·\frac{i_q^{*}\left(n\right)-i_q\left(n\right)}{T}-\mathrm{\ω}L\·\frac{i_d^{*}\left(n\right)+i_d\left(n\right)}{2}+v_{gq}\left(n\right)\end{array}\right.$

其中，和为所要控制的电压矢量在d-q参考坐标系下的正交分量， 和为当前PWM周期末的给定电流在d-q参考坐标系下的正交分量；i_d(n)和i_q(n)为当前PWM周期末的预测的实际电流在d-q参考坐标系下的正交分量；v_gd(n)和v_gq(n)为当前PWM周期末的预测的实际电网电压在d-q参考坐标系下的正交分量,ω是电网的角频率，L为三相输出滤波电抗器的电感量，T为PWM周期；

一个中间回路电压预测的步骤：由中间回路电压预测单元7通过PI调节器对中间回路电压进行预测，得出中间回路电压：

$v_{dc}^{*}\left(n\right)=v_{dc}^{*}(n-1)-(K_P+K_{I}T)\left(i_q^{*}\right(n-1)-i_q\left(n\right))+K_P\left(i_q^{*}\right(n-2)-i_q(n-1))$

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}^{*}=\frac{3\left|v^{*}\right|\·cos\mathrm{\γ}}{2v_{dc}^{*}}\\ v_{\mathrm{\β}}^{*}=\frac{3\left|v^{*}\right|\·sin\mathrm{\γ}}{2v_{dc}^{*}}\end{array}\right.$

其中： $\left|v^{*}\right|=\sqrt{{\left(v_d^{*}\right)}^2+{\left(v_q^{*}\right)}^2}$

$\mathrm{\γ}=\mathrm{\θ}+{\tan }^{-1}\left(\frac{v_q^{*}}{v_d^{*}}\right)$

和为当前PWM周期及上一次PWM周期预测的中间回路电压量，K_P为PI调节器的P系数；K_I为PI调节器的I系数；

θ为d-q坐标系下d轴分量与a-b-c坐标系下a轴分量间的电角度，也是电网的相位也等于ωt，ω是电网的角频率，t表示为时间；

和为所要控制的电压矢量在a-b-c静止参考坐标系下的两个正交分量；

一个空间电压矢量PWM调制的步骤：由空间电压矢量PWM调制单元8采用空间矢量脉宽来调制逆变器。

本发明具有如下优点：本发明减少了三相光伏并网逆变器控制装置中通常要使用的中间回路电压传感器，即减少了控制装置中所使用的传感器数量，节约了成本，也解决由于电压传感器检测带来的相关问题。本发明极大改善了系统的输出电流质量和系统的动态和稳态性能，同时可以满足IEEE1547的国际标准和用户的需求。

附图说明

图1为三相太阳能并网逆变器装置的线路原理图；

图2为本发明的无中间回路电压传感器的三相光伏并网逆变器的预测补偿控制装置的示意图；

图3为本发明的无中间回路电压传感器的三相光伏并网逆变器的预测补偿控制装置的原理图；

图4为采样和PWM控制周期时序图；

图5为任何三相变量从a_b_c坐标系到d_q坐标系变换(Park变换)的原理矢量图；

图6为实施本发明技术方案的实验装置系统连接图；

图7为三相电压型逆变器的六个开关器件组合起来的8种空间矢量状态示意图。

图8为有中间回路电压传感器的三相光伏并网逆变器的电流误差补偿控制装置的原理图；

图9为有中间回路电压传感器的三相光伏并网逆变器的电流PID控制装置的示意图；

图10为采用图9所示电流PID控制方案输出的电流波形及输出电流在d-q坐标系下的分量；

图11为采用图8所示电流误差补偿控制输出的电流波形及输出电流在d-q坐标系下的分量；

图12为给定电流分量i_q为25A，功率因数为1.0，为1024V时的实测电压、预测电压以及它们之间的误差；

图13为给定电流分量i_q为25A，功率因数为0.8，为1024V时的实测电压、预测电压以及它们之间的误差；

图14为功率因数1.0时，输出电流、电网电压和中间回路电压波形；

图15为功率因数0.8时，输出电流、电网电压和中间回路电压波形；

图16为给定电流分量i_q从-12.5A突变到-25A，而给定电流分量i_d保持不变时输出的中间回路电压波形；

图17为给定电流分量i_q从-12.5A突变到-25A，而给定电流分量i_d保持不 变时输出的电流波形；

图18为给定电流分量i_q从-10A突变到-20A，同时给定电流分量i_d从7.5A突变到15A时输出的中间回路电压波形；

图19为给定电流分量i_q从-10A突变到-20A，同时给定电流分量i_d从7.5A突变到15A时输出的电流波形。

具体实施方式

为了使本领域的技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

图1为一个标准的三相电压型逆变器线路图，通过输出滤波电抗器连接到一个三相点网上，从而构成了一个三相并网电压型逆变器，在三相静止a-b-c参考坐标系上，系统的状态空间方程表示为：

$\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]=\frac{1}{L}\left[\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\\ v_c\end{array}\right]-\frac{1}{L}\left[\begin{array}{c}{v}_{ga}\\ v_{gb}\\ v_{gc}\end{array}\right]$           公式(1)

其中，[i_a i_b i_c]^T是逆变器输出电流矢量矩阵，[v_a v_b v_c]^T是逆变器输出电压矢量矩阵，[v_ga v_gb v_gc]^T是电网相电压矢量矩阵，L是每相滤波电感，逆变器和电网间的其余等效阻抗可以忽略不计。

图2为本发明的无中间回路电压传感器的三相光伏并网逆变器的预测补偿控制装置的示意图，图3为图2中的预测补偿控制装置的原理图，本发明预测补偿控制装置的实施是通过对控制电路装置中的控制芯片编程来实现的。

图3中的预测补偿控制装置包括以下控制单元：电网相电压检测单元1；电网相位检测单元2；电流与电压预测单元，包括电流预测单元3与电压预测单元4；三相/二相旋转坐标变换单元5；电流误差补偿单元6及中间回路电压预测单元7；空间电压矢量PWM调制单元8。

结构描述：电网相电压检测单元1与电网连接，电网通过电感L与三相电压型逆变器相连。电网相位检测单元2与电网相电压检测单元1连接，电网相位检测单 元2的输出与三相/二相旋转坐标变换单元5相连。电流预测单元3与三相电压型逆变器连接，电流预测单元3的输出与三相/二相旋转坐标变换单元5相连。电压预测单元4通过三相/二相旋转坐标变换单元5与电网相电压检测单元1相连。电流误差补偿预测单元6及中间回路电压预测单元7与电压预测单元4相连，同时通过三相/二相旋转坐标变换单元5与电流预测单元3相连；电流误差补偿预测单元6及中间回路电压预测单元7的输出与空间电压矢量PWM调制单元8连接。空间电压矢量PWM调制单元8的输出与三相电压型逆变器连接。

其中，电流误差补偿和中间回路电压预测单元既对电流误差进行补偿，又能预测出中间回路电压，从而得出空间电压矢量PWM环节所需的参考电压矢量。

1)电网相电压检测单元1：

电网相电压的检测通过LEM电压传感器来实现。

2)电网相位检测单元2：

电网相位检测就是要获取电网相位角θ，也就是通常所说的锁相环(PLL)的过程。本发明将LEM电压传感器采集来的电网电压信号通过信号调理整形将正弦波信号变成方波，再将整形后的信号送到控制芯片的捕获管脚，最后通过软件计数来实施对电网相位的检测。

3)电流与电压预测单元，包括电流预测单元3与电压预测单元4：

如图4所示，对电网电压、输出电流数据的采样及PWM控制周期采用双定时器，一个定时器用于触发采样中断，一个定时器用于触发PWM开关频率中断，采样中断的频率为PWM开关频率中断的4倍，为了弥补控制延时带来的影响，在当前的PWM周期末输出电流及电网电压被预测为：

$\hat{i}(K+1)=\frac{1}{8}\·(2i(K-1)-i(K-3))+\frac{7}{8}\·i\left(K\right)$            公式(4)

${\hat{v}}_{gd,q}(K+1)=2\·v_{gd,q}\left(K\right)-v_{gd,q}(K-3)$                公式(5)

其中，为采样时刻(K+1)时即在当前的PWM周期末的预测的输出电流；i(K-3)、i(K-1)、i(K)分别为(K-3)、(K-1)、(K)时刻的输出电流采样值；为采样时刻(K+1)时即在当前的PWM周期末的预测的电网电压在 旋转坐标d-q参考坐标系上的分量，v_gd,q(K-3)及v_gd,q(K)分别为(K-3)、(K)时刻的电网电压采样值。

4)三相/二相旋转坐标变换单元5：

也称Park变换，如图5所示，对于任何三相变量从a_b_c坐标系到d_q坐标系变换称为Park变换，其中

$\left[\begin{array}{c}{x}_d\\ x_q\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}cos\mathrm{\θ}& cos(\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& cos(\mathrm{\θ}-\frac{4}{3}\mathrm{\π})\\ -sin\mathrm{\θ}& -sin(\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -sin(\mathrm{\θ}-\frac{4}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_a\\ x_b\\ x_c\end{array}\right]$            公式(2)

$\frac{d\mathrm{\θ}}{dt}=\mathrm{\ω}$                             公式(3)

其中，x代表相应的电压和电流变量在d_q坐标系下分量，θ为d_q坐标系下d轴分量与a_b_c坐标系下a轴分量间的电角度，即电网的相位，也等于ωt，ω为电网的角频率，t代表时间。

5)电流误差补偿预测单元6：

通过旋转坐标变换，在旋转坐标d-q参考坐标系上，三相并网逆变器系统的状态空间方程表示为：

$\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& \mathrm{\ω}\\ -\mathrm{\ω}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\frac{1}{L}\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]-\frac{1}{L}\left[\begin{array}{c}{v}_{gd}\\ v_{gq}\end{array}\right]$                  公式(6)

相应的有功P和无功分量Q分别为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{3}{2}(v_{gd}\·i_d+v_{gq}\·i_q)\\ Q=\frac{3}{2}(v_{gd}\·i_q+v_{gq}\·i_d)\end{array}\right..$                        公式(7)

当三相电网电压完全对称完全正弦无谐波分量时，d-q坐标系下电网电压矢量的d、q分量分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{gd}=0\\ v_{gq}=-V\end{array}\right.$                    公式(8)

其中，V为电网相电压峰值。v_gd和v_gq为电网相电压在d-q坐标系下的分量，i_d和i_q为逆变器输出电流在d-q坐标系下的分量，但实际的电网电压含有很多谐波分 量，因而v_gd和v_gq并不是恒定量，其谐波的频率和幅值取决于电网电压中的谐波分量，该谐波分量也是导致输出电流发生畸变的一个主要原因。为了能通过并网逆变器向电网输入“高质量”的电流，本发明技术中对逆变器的控制引入了实时采样和无中间回路电压传感器的预测补偿技术，该技术能很好的抑制谐波分量造成的影响。

通过使用无差拍控制可以精确的计算出输出参考电压

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d^{*}\left(n\right)=L\·\frac{i_d^{*}\left(n\right)-i_d\left(n\right)}{T}-\mathrm{\ω}L\·\frac{i_q^{*}\left(n\right)+i_q\left(n\right)}{2}+v_{gd}\left(n\right)\\ v_q^{*}\left(n\right)=L\·\frac{i_q^{*}\left(n\right)-i_q\left(n\right)}{T}-\mathrm{\ω}L\·\frac{i_d^{*}\left(n\right)+i_d\left(n\right)}{2}+v_{gq}\left(n\right)\end{array}\right.$                公式(9)

其中，和为所要控制的电压矢量在d-q参考坐标系下的正交分量， 和为当前PWM周期末的给定电流在d-q参考坐标系下的正交分量；i_d(n)和i_q(n)为当前PWM周期末的预测的实际电流在d-q参考坐标系下的正交分量；v_gd(n)和v_gq(n)为当前PWM周期末的预测的实际电网电压在d-q参考坐标系下的正交分量,ω是电网的角频率，L为三相输出滤波电抗器的电感量，T为PWM周期。

公式(9)为有中间回路电压传感器下通过电流补偿及无差拍控制得到要控制的d-q参考坐标系下电压矢量分量。

6)中间回路电压预测单元7：

本发明的一个目的就是引入中间回路电压预测，主要是在上述的输出参考电压公式中引入预测的中间回路电压值。首先利用给定电流和实际电流之间的误差来引入一种新型的PI调节器从而来预测中间回路电压如下：

$v_{dc}^{*}\left(n\right)=v_{dc}^{*}(n-1)-(K_P+K_{I}T)\left(i_q^{*}\right(n-1)-{\hat{i}}_q\left(n\right))+K_P\left(i_q^{*}\right(n-2)-{\hat{i}}_q(n-1))$        公式(10)

结合公式(9)和(10)，一个新预测的电压矢量为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}^{*}=\frac{3\left|v^{*}\right|\·cos\mathrm{\γ}}{2v_{dc}^{*}}\\ v_{\mathrm{\β}}^{*}=\frac{3\left|v^{*}\right|\·sin\mathrm{\γ}}{2v_{dc}^{*}}\end{array}\right.$                   公式(11)

其中： $\left|v^{*}\right|=\sqrt{{\left(v_d^{*}\right)}^2+{\left(v_q^{*}\right)}^2}$

$\mathrm{\γ}=\mathrm{\θ}+{\tan }^{-1}\left(\frac{v_q^{*}}{v_d^{*}}\right)$

为预测的初始值，在系统运行被给定一个固定的数据，为了避免大的电流浪涌，的给定尽量接近系统实际运行中的中间回路电压。

和为当前PWM周期及上一次PWM周期预测的中间回路电压量，K_P为PI调节器的P系数；K_I为PI调节器的I系数。

θ为d-q坐标系下d轴分量与a-b-c坐标系下a轴分量间的电角度，也是电网的相位也等于ωt，t表示为时间。

和为所要控制的电压矢量在a-b-c静止参考坐标系下的两个正交分量。

通过公式(11)可以看出，系统可以通过预测来实现太阳能并网逆变器装置在无中间回路电压传感器下的控制，同时通过公式(4)、(5)和(9)也实现了电流的预测补偿控制。公式(10)中采用的PI调节器不仅预测了中间回路电压，还同时消除了给定的电流分量和实际的电流分量i_q之间的差别。

7)空间电压矢量PWM调制单元8：

空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation)也即SVPWM，其主要思想来源是以三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子理想磁链圆为参考标准，以三相逆变器不同开关模式作适当的切换，从而形成PWM波，以所形成的实际磁链矢量来追踪其准确磁链圆。传统的SPWM方法从电源的角度出发，以生成一个可调频调压的正弦波电源，而SVPWM方法将逆变系统和异步电机看作一个整体来考虑，模型比较简单，也便于微处理器的实时控制。

SVPWM控制思想起源于逆变器与电机控制系统，现在也越来越广泛的应用到三相光伏并网发电系统中。

如图6所示，普通的三相电压型逆变器是由六个开关器件构成的三个半桥即三相全桥.这六个开关器件组合起来(同一个桥臂的上下半桥的信号相反)共有8种开关状态：(000)、(001)、(010)、(011)、(100)、(101)、(110)、(111)如图7所示，其中000、111(这里是表示三个上桥臂的开关状态)这两 种开关状态在电机驱动中都不会产生有效的电流。因此称其为零矢量。另外6种开关状态分别是六个有效矢量。它们将360度的电压空间分为60度一个扇区，共六个扇区。利用这六个基本有效矢量和两个零量。可以合成360度内的任何矢量。

当要合成某一矢量时先将这一矢量分解到离它最近的两个基本矢量。而后用这两个基本矢量来表示。而每个基本矢量的作用大小就利用作用时间长短来代表。

图6为本发明实施的整个实验装置系统连接图，为了便于方便实施与测试，输入源采用太阳能模拟器来代替串并联组合而成的太阳能电板，三相光伏并网逆变器装置主要有主电路和控制电路两部分组成，主电路采用BOOST升压变换和三相电压型逆变器两级拓扑结构及输出滤波电抗器来实现，三相电网的线电压为480V(北美三相电压)。控制电路装置的实施是基于TI公司的MCU芯片(TMS320F2808)所构成的主控系统。

该三相光伏并网发电系统装置中相关的一些主要元器件及测试设备参数如下：

太阳能模拟器：实际为可编程直流电压源；

输出滤波电抗器参数为2mH，升压电抗器参数为200uH；

IGBT模块(含内置反并联二极管)参数为1200V/100A,升压变换器中二极管参数为1200V/100A；

中间支撑电容参数为450V/3300uF*8(两串四并)；

装置方案实施中所需要的电压和电流传感器采用LEM公司。

相关的测试设备参数如下：

FLUKE公司的功率分析仪：测试THD值。

Agilent公司的示波器及电压、电流探头：检测实际电压和电流。

TMS320F2808芯片上的FLASH：控制参数i_d和i_q的读取。

本发明控制方案的实施是基于整个发明装置系统来实现的，主要是通过对控制电路装置中的控制芯片TMS320F2808编程来实现的。

无电压传感器电流误差补偿控制中的相关参数：

控制系统算法中中间回路电压时，PI控制器(公式(15)中)的参数为：K_P＝ 5；K_I＝0.005；该PI参数的获取是一个不断获取不断修正的过程(trial-and-error)。

系统控制中的空间电压矢量PWM控制的开关频率为10kHz，数据的采样频率为40kHz，数据的采样频率是开关频率的4倍。

图3中所示的无中间回路电压传感器控制方案中的电流误差补偿及中间回路电压预测环节，图8中所示有中间回路电压传感器控制方案中电流误差补偿控制和图9中所示的电流PID控制环节中出来两个正交的分量都可以合成一个矢量，这个矢量也即为SVPWM控制中所要合成的矢量，由于矢量方向是连续变化的，因此我们需要不断的计算矢量作用时间。为了处理的方便，在合成时一般是定时去计算(一般每个PWM周期内计算一次)。这样我们只要算出在一般每个PWM周期内两个基本矢量作用的时间就可以了。由于计算出的两个时间的总和一般比PWM周期小，而剩下的PWM控制时间就按情况插入合适零矢量来进行补充。

控制方案的对比验证：

为了让发明的成果具有可比性，本发明的实施中同时引入另外两种控制方案：有中间回路电压传感器的电流误差补偿控制和有中间回路电压传感器的电流PID控制。

图8为有中间回路电压传感器的电流误差补偿控制方案，其中电流误差补偿控制环节见公式(9)所示，中间回路电压的采集也是通过LEM电压传感器来获取。

图9为有中间回路电压传感器的电流PID控制方案，其中电流PID控制即为常用的比例积分微分控制，PID控制是工业控制中最常用的控制方法。

图8和图9中的两种控制方案和上述无中间回路电压传感器控制方案都采用如图6所示的同一个实验装置。

通过与有中间回路电压传感器的电流PID控制相比较，体现本发明电流预测误差补偿控制的先进性；通过与有中间回路电压传感器的电流预测误差补偿控制相比较，体现本发明无中间回路电压传感器时进行预测的可行性和先进性。

表1为三相光伏并网逆变器装置在功率因数1.0时在无中间回路电压传感器的预测补偿控制方案下与有中间回路电压传感器补偿控制方案下，不同的电流给定值下的输出电流THD值比较，其中THD(1)为有中间回路电压传感器时的输出电 流THD值，THD(2)为无中间回路电压传感器时的输出电流THD值；

表2为三相光伏并网逆变器装置在功率因数0.8时在无中间回路电压传感器的预测补偿控制方案下与有中间回路电压传感器补偿控制方案下，不同的电流给定值下的输出电流THD值比较，其中THD(1)为有中间回路电压传感器时的输出电流THD值，THD(2)为无中间回路电压传感器时的输出电流THD值；

表3为三相光伏并网逆变器装置在功率因数1.0时在有中间回路电压传感器下预测电流补偿控制与电流PID控制下，不同的电流给定值下的输出电流THD值比较，其中THD(1)为有中间回路电压传感器时电流PID控制的输出电流THD值，THD(2)为有中间回路电压传感器时预测电流补偿控制的输出电流THD值。

由表1～表2可以看出，三相光伏并网逆变器装置在不同功率因数时，在无中间回路电压传感器的情况下，输出电流的总谐波畸变率THD值略低于有电压传感器的情况，从而实现了在无电压传感器控制下更好的性能，也体现了本发明在无中间回路电压传感器时进行预测的可行性和先进性。

从表3可看出，在有中间回路电压传感器下预测电流误差控制的输出电流THD值大大低于电流PID控制下的输出电流THD值，从而实现了对输出电流质量的高性能控制。也体现了本发明在预测电流误差控制方面的可行性和先进性。

表1

iq(A)	-25.0	-22.5	-20.0	-17.5	-15.0	-12.5
							id(A)	0	0	0	0	0	0
THD(1)(％)	0.6	0.6	0.7	1.1	1.3	1.6
							THD(2)(％)	0.5	0.6	0.7	1.0	1.2	1.5

表2

iq(A)	-22.5	-20.0	-17.5	-15.0	-12.5	-10.0
							id(A)	16.875	15.0	13.125	11.125	9.375	7.5
THD(1)(％)	0.5	0.5	0.8	0.9	1.1	1.4
							THD(2)(％)	0.5	0.5	0.6	0.9	1.0	1.3

表3

iq(A)	-25.0	-22.5	-20.0	-17.5	-15.0	-12.5
							id(A)	0	0	0	0	0	0
THD(1)(％)	1.6	1.6	1.8	2.1	2.3	3.1
							THD(2)(％)	0.5	0.6	0.7	1.0	1.2	1.5

图10和图11是采用图9所示的有中间回路电压传感器的电流PID控制和采用图8所示的有中间回路电压传感器的电流误差补偿控制，从对比图中可以看出，采用电流误差补偿控制输出的电流波形要优于电流PID控制，从THD值上看，采用电流误差补偿控制输出的电流THD＝0.7％要小于采用电流PID控制输出的电流THD＝2.5％。从动态和稳态性能上看，采用电流误差补偿控制输出的电流的d-q轴坐标系分量上的误差大部分在2安培内，而采用PID控制输出的电流的dq轴分量上的误差大部分在5安培内，因而采用电流误差补偿控制的动态和稳态性能都要优于采用电流PID控制方案。

在中小分布式发电(DG)系统中(包括太阳能、风能等)，并网逆变器系统的功率因素通常设定为1.0(单位功率因数)和0.8(滞后)，因而本发明采用无中间回路电压传感器的预测控制方法对这两种情况下均进行了实验验证。

图12和图13表示给定电流分量i_q为25A时，功率因数分别为1.0和0.8下，中间回路电压预测初值时预测电压、实测电压和它们之间的误差，从图中可以看出系统装置运行到大约200ms之后，误差值接近0，预测的中间回路电压的动态性能和稳态性能都得到了满足。

图14和图15给出了功率因数分别为1.0和0.8下，输出电流、电网电压和实际的中间回路电压波形。通过检测发现即使电网电压的总谐波畸变率(THD)达到2.9％，输出电流的总谐波畸变率(THD)也才0.6％。

采用无中间回路电压传感器的预测控制方法动态性能测试：

为了测试本发明的动态性能，输出电流的给定要经历一个阶跃变化，在测试中，阶跃电流的给定在0.42s。为了便于比较与对比，实验在两种情况下进行：无中间 回路电压传感器的预测控制和有中间回路电压传感器控制。

图16和图17表示的是给定电流分量i_q从-12.5A突变到-25A，而给定电流分量i_d保持不变时中间回路电压及其输出的电流波形。

图18和图19表示的是给定电流分量i_q从-10A突变到-20A，同时给定电流分量i_d从7.5A突变到15A时中间回路电压及其输出的电流波形。

通过图16、图17及图18、图19上看，无中间回路电压传感器的预测补偿控制方案和有中间回路电压传感器的预测补偿控制方案，从两种控制方式来看，性能上几乎没有什么区别，只是中间回路电压预测的变化在无中间回路电压传感器的预测控制技术中稍微慢一些，这是因为中间回路电压变化的探测，一个直接来自于电压传感器，而另外一个来自中间回路电压预测PI调节器。

通过以上分析，本发明基于预测控制和实时采样策略，对将要控制的输出电流及电网电压进行了成功的预测，同时中间回路电压PI控制器的预测了电压同时也使输出电流达到所给定的电流，通过理论分析、模型仿真和实验装置验证，控制系统具有良好的动态性能和稳态性能和较低的THD。无中间回路电压传感器装置的输出性能和有中间回路电压传感器装置的输出性能一样，并且控制方式简单容易实现。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种三相光伏并网逆变器控制装置，其特征在于，包括：

一个电网相电压检测单元，通过接入到电网的LEM电压传感器进行电网相电压的采样和检测；

一个电网相位检测单元，将电网相电压检测单元采集来的电网电压信号通过信号调理整形将正弦波信号变成方波，再将整形后的信号送到控制芯片的捕获管脚，最后通过软件计数模块来实施对电网相位的检测；

一个电流与电压预测单元，包括电流预测单元与电压预测单元；

一个三相/二相旋转坐标变换单元，将上述电网相电压检测单元检测的三相变量或上述电流预测单元输出的三相变量从a、b、c坐标系转换为到d、q坐标系；

一个电流误差补偿预测单元；

一个中间回路电压预测单元；

一个空间电压矢量PWM调制单元，采用空间矢量脉宽调制逆变器。

2.如权利要求1所述的三相光伏并网逆变器控制装置，其特征在于：

所述的电流与电压预测单元，包括电流预测单元与电压预测单元：为了弥补控制带来的延时，定义在当前的PWM周期末K+1时刻输出电流及电网电压预测为：

$\hat{i}(K+1)=\frac{1}{8}\·(2i(K-1)-i(K-3))+\frac{7}{8}\·i\left(K\right)$

${\hat{v}}_{gd,q}(K+1)=2\·v_{gd,q}\left(K\right)-v_{gd,q}(K-3)$

其中，为采样时刻(K+1)时即在当前的PWM周期末的预测的输出电流；i(K-3)、i(K-1)、i(K)分别为(K-3)、(K-1)和(K)时刻的输出电流采样值，为采样时刻(K+1)时即在当前的PWM周期末的预测的电网电压在旋转坐标d-q参考坐标系上的分量，v_gd,q(K-3)及v_gd,q(K)分别为(K-3)和(K)时刻的电网电压采样值在旋转坐标d-q参考坐标系上的分量。

3.如权利要求1所述的三相光伏并网逆变器控制装置，其特征在于：

所述的电流误差补偿预测单元，对逆变器的控制进行实时采样和无中间回路电压传感器的预测补偿，通过使用无差拍控制计算出输出参考电压：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d^{*}\left(n\right)=L\·\frac{i_d^{*}\left(n\right)-i_d\left(n\right)}{T}-\mathrm{\ω}L\·\frac{i_q^{*}\left(n\right)-i_q\left(n\right)}{2}+v_{gd}\left(n\right)\\ v_q^{*}\left(n\right)=L\·\frac{i_q^{*}\left(n\right)-i_q\left(n\right)}{T}+\mathrm{\ω}L\·\frac{i_d^{*}\left(n\right)+i_d\left(n\right)}{2}+v_{gq}\left(n\right)\end{array}\right.$

其中，和为所要控制的电压矢量在d-q参考坐标系下的正交分量，和为当前PWM周期末的给定电流在d-q参考坐标系下的正交分量；i_d(n)和i_q(n)为当前PWM周期末的预测的实际电流在d-q参考坐标系下的正交分量；v_gd(n)和v_gq(n)为当前PWM周期末的预测的实际电网电压在d-q参考坐标系下的正交分量，ω是电网的角频率，L为三相输出滤波电抗器的电感量，T为PWM周期。

4.如权利要求1所述的三相光伏并网逆变器控制装置，其特征在于：

所述的中间回路电压预测单元，通过PI调节器对中间回路电压进行预测，得出中间回路电压：

$v_{dc}^{*}\left(n\right)=v_{dc}^{*}(n-1)-(K_P+K_{I}T)\left(i_q^{*}\right(n-1)-i_q\left(n\right))+K_P\left(i_q^{*}\right(n-2)-i_q(n-1))$

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}^{*}=\frac{3\left|v^{*}\right|\·cos\mathrm{\γ}}{2v_{dc}^{*}}\\ v_{\mathrm{\β}}^{*}=\frac{3\left|v^{*}\right|\·sin\mathrm{\γ}}{2v_{dc}^{*}}\end{array}\right.$

其中： $\left|v^{*}\right|=\sqrt{{\left(v_d^{*}\right)}^2+{\left(v_q^{*}\right)}^2}$

$\mathrm{\γ}=\mathrm{\θ}+{\tan }^{-1}\left(\frac{v_q^{*}}{v_d^{*}}\right)$

和为当前PWM周期及上一次PWM周期预测的中间回路电压量，K_P为PI调节器的P系数；K_I为PI调节器的I系数；

θ为d-q坐标系下d轴分量与a-b-c坐标系下a轴分量间的电角度，也是电网的相位也等于ωt，ω为电网的角频率，t为时间；

和为所要控制的电压矢量在a-b-c静止参考坐标系下的两个正交分量。

5.一种三相光伏并网逆变器控制方法，其特征在于，包括：

一个电网相电压检测的步骤，由电网相电压检测单元通过接入到电网的LEM电压传感器进行电网相电压的采样和检测；

一个电网相位检测的步骤，由电网相位检测单元将电网相电压检测单元采集来的电网电压信号通过信号调理整形将正弦波信号变成方波，再将整形后的信号送到控制芯片的捕获管脚，最后通过软件计数模块来实施对电网相位的检测；

一个电流与电压预测的步骤，包括电流预测的步骤与电压预测的步骤；

一个三相/二相旋转坐标变换的步骤，由三相/二相旋转坐标变换单元将上述电网相电压检测单元检测的三相变量或上述电流预测单元输出的三相变量从a、b、c坐标系转换为到d、q坐标系；

一个电流误差补偿预测的步骤；

一个中间回路电压预测的步骤；

一个空间电压矢量PWM调制的步骤，由空间电压矢量PWM调制单元采用空间矢量脉宽来调制逆变器。

6.如权利要求5所述的三相光伏并网逆变器控制方法，其特征在于：

所述的电流与电压预测的步骤，包括电流预测的步骤与电压预测的步骤：为了弥补控制带来的延时，电网电压与输出电流预测单元定义在当前的PWM周期末K+1时刻输出电流及电网电压预测为：

$\hat{i}(K+1)=\frac{1}{8}\·(2i(K-1)-i(K-3))+\frac{7}{8}\·i\left(K\right)$

${\hat{v}}_{gd,q}(K+1)=2\·v_{gd,q}\left(K\right)-v_{gd,q}(K-3)$

其中，为采样时刻(K+1)时即在当前的PWM周期末的预测的输出电流；i(K-3)、i(K-1)、i(K)分别为(K-3)、(K-1)和(K)时刻的输出电流采样值，为采样时刻(K+1)时即在当前的PWM周期末的预测的电网电压在旋转坐标d-q参考坐标系上的分量，v_gd,q(K-3)及v_gd,q(K)分别为(K-3)和(K)时刻的电网电压采样值在旋转坐标d-q参考坐标系上的分量。

7.如权利要求5所述的三相光伏并网逆变器控制方法，其特征在于：

所述的电流误差补偿预测的步骤：由电流误差补偿预测单元对逆变器的控制进行实时采样和无中间回路电压传感器的预测补偿，通过使用无差拍控制计算出输出参考电压：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d^{*}\left(n\right)=L\·\frac{i_d^{*}\left(n\right)-i_d\left(n\right)}{T}-\mathrm{\ω}L\·\frac{i_q^{*}\left(n\right)-i_q\left(n\right)}{2}+v_{gd}\left(n\right)\\ v_q^{*}\left(n\right)=L\·\frac{i_q^{*}\left(n\right)-i_q\left(n\right)}{T}+\mathrm{\ω}L\·\frac{i_d^{*}\left(n\right)+i_d\left(n\right)}{2}+v_{gq}\left(n\right)\end{array}\right.$

其中，和为所要控制的电压矢量在d-q参考坐标系下的正交分量，和为当前PWM周期末的给定电流在d-q参考坐标系下的正交分量；i_d(n)和i_q(n)为当前PWM周期末的预测的实际电流在d-q参考坐标系下的正交分量；v_gd(n)和v_gq(n)为当前PWM周期末的预测的实际电网电压在d-q参考坐标系下的正交分量,ω是电网的角频率，L为三相输出滤波电抗器的电感量，T为PWM周期。

8.如权利要求5所述的三相光伏并网逆变器控制方法，其特征在于：

所述的中间回路电压预测的步骤：由中间回路电压预测单元通过PI调节器对中间回路电压进行预测，得出中间回路电压：

$v_{dc}^{*}\left(n\right)=v_{dc}^{*}(n-1)-(K_P+K_{I}T)\left(i_q^{*}\right(n-1)-i_q\left(n\right))+K_P\left(i_q^{*}\right(n-2)-i_q(n-1))$

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}^{*}=\frac{3\left|v^{*}\right|\·cos\mathrm{\γ}}{2v_{dc}^{*}}\\ v_{\mathrm{\β}}^{*}=\frac{3\left|v^{*}\right|\·sin\mathrm{\γ}}{2v_{dc}^{*}}\end{array}\right.$

其中： $\left|v^{*}\right|=\sqrt{{\left(v_d^{*}\right)}^2+{\left(v_q^{*}\right)}^2}$

$\mathrm{\γ}=\mathrm{\θ}+{\tan }^{-1}\left(\frac{v_q^{*}}{v_d^{*}}\right)$

和为当前PWM周期及上一次PWM周期预测的中间回路电压量，K_P为PI调节器的P系数；K_I为PI调节器的I系数；

θ为d-q坐标系下d轴分量与a-b-c坐标系下a轴分量间的电角度，也是电网的相位也等于ωt，ω为电网的角频率，t为时间；

和为所要控制的电压矢量在a-b-c静止参考坐标系下的两个正交分量。