CN102684465B - 基于电流指令生成的电网不平衡时pwm整流器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于电流指令生成的电网不平衡时PWM整流器控制方法，属于电力电子技术领域。在静止坐标系下采样整流器直流侧电压、电网电压和电网电流，根据有功和无功给定，解析计算得到整流器交流侧电流的指令值。然后根据PWM整流器的数学模型，按照下一拍时实际电流值等于指令值的原理，计算得到整流器交流侧指令电压，进一步再利用SVPWM产生控制整流器开关管导通的脉冲信号。本方法完全在静止坐标上实现，无需正负序分量分解和滤波器，实现容易，可以有效抑制整流器的直流输出电压波动，减少网侧电流谐波。

Description

基于电流指令生成的电网不平衡时PWM整流器控制方法

技术领域

本发明涉及PWM整流器的控制方法，尤其涉及电网电压不平衡时PWM整流器的电流指令生成和控制方法，属于电力电子领域。

背景技术

相比二极管不控整流，PWM整流器具有网侧电流谐波小、恒定直流电压输出、功率因数可控和能量双向流动等优点，在电机变频调速、新能源发电和高压直流输电等场合得到了广泛应用。由于实际中的三相电网电压通常是不平衡的，在电网平衡条件下得到的控制方法必须进行修改才能继续维持PWM整流器的优点，否则会使网侧电流产生畸变同时在直流母线电压产生二倍电网频率的波动。很多学者对此问题进行了研究，并提出了一些方法，但通常需要对电网电压和电流进行正负序分量分解，如中国专利CN200510130609.1，CN200910089671.9，CN201010278695.1和CN201010518572.0。另外，大部分方法都需要同步旋转坐标变换，如中国专利CN200510130609.1，CN200810007259.3，CN200910077568.2，CN201010278695.1和CN201010518572.0。个别方法如CN200910089671.9虽然在静止坐标上实现正负序分量分解，但同时带来了滤波器设计复杂的问题。目前针对不平衡电网电压下的PWM整流器控制，完全在静止坐标上实现、无需正负序分解和滤波器并且无需调试的控制方法尚不多见。

发明内容

本发明提出一种适用于电网不平衡时PWM整流器控制的新型电流指令计算与控制策略。该方法可以有效抑制网侧电流谐波并且维持直流输出电压恒定。本发明技术方案如下：

一种基于电流指令生成的电网不平衡时PWM整流器控制方法，包括如下步骤：

步骤A：根据采样电网电压和延迟信号以及初始功率给定，解析计算得到整流器交流侧电流指令值；

步骤B：根据所述电流指令值和PWM整流器的数学模型，计算得到整流器交流侧指令电压，然后通过SVPWM分解得到开关管的驱动信号。

其中所述步骤A进一步包含以下步骤：

步骤1：电网侧电压和电流分别通过3/2变换得到在两相静止αβ坐标上的电压信号e_α，e_β和电流信号i_α，i_β；

步骤2：网侧电压进一步通过1/4周期延迟函数得到延迟信号e′_α，e′_β；

步骤3：给定直流电压与网侧变流器的输出直流电压之差进入PI调节器，PI调节器的输出与网侧变流器输出直流电压之积为有功功率给定P^ref；无功功率给定Q^ref设为零；

步骤4：根据步骤2得到的有功和无功功率给定，以及步骤1得到的网侧电压及其延迟信号，可以解析计算得到整流器交流侧电流指令值和

所述步骤B进一步包含以下步骤：

步骤1：基于PWM整流器的数学模型，根据整流器交流侧电流指令值，按照下一拍时实际电流值等于指令值的原理计算得到整流器交流侧指令电压值；

步骤2：整流器交流侧指令电压值进一步通过SVPWM分解得到PWM整流器中六个开关管的驱动信号。

本发明具有如下特点和优势：

(1)交流侧电流指令值的获得是基于静止两相坐标系，无需传统方法中的同步旋转坐标变换和正负序分量的分解；

(2)交流侧电流指令值只需要网侧电压及延迟、初始功率指令和电感，无需网侧电流和整流器的交流侧电压；

(3)本发明可以有效抑制整流器的直流输出电压波动，减少网侧谐波电流。

附图说明

图1是三相PWM整流器系统硬件结构图；

图2是基于电流指令生成的不平衡电网电压下的PWM整流器控制框图；

图3是采用本发明方法时在不平衡电网下的直流侧电压、电网电压和电流的仿真结果。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步说明。

图1为PWM整流器的硬件电路结构图，包括电网、滤波电感、整流桥主电路、直流侧电容、负载、电压和电流传感器及采样电路、DSP控制器和驱动电路。电压传感器和电流传感器测量三相网侧交流电压、交流电流和整流器直流侧电压，经过采样处理电路后进入DSP控制器转换为数字信号。DSP控制器完成本发明所提出方法的运算，输出六路PWM脉冲，然后经过驱动电路后得到整流器开关管的最终驱动信号。

图2为本发明的控制原理框图，该控制方法在图1的DSP控制器上按照如下步骤依次实现：

步骤1：利用电压和电流传感器采样电网侧三相电压e_a，e_b，e_c、三相电流i_a，i_b，i_c和网侧整流器的直流侧电压U_dc，网侧三相电压和电流通过3/2变换得到在静止两相αβ坐标上的电压信号e_α，e_β和电流信号i_α，i_β，具体表示为：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

电网电压e_α，e_β通过延迟1/4周期得到e′_α，e′_β，具体表示为：

$e_{\mathrm{\α}}^{\′}\left(t\right)=e_{\mathrm{\α}}(t-\frac{T}{4})$

$e_{\mathrm{\β}}^{\′}\left(t\right)=e_{\mathrm{\β}}(t-\frac{T}{4})$

其中T为一个工频周期，对于50Hz电网来说为0.02s.

步骤2：给定直流电压与网侧变流器直流侧电压U_dc之差经过PI调节器并乘上U_dc得到有功功率给定P^ref，具体表示为(k_p和k_i分别为PI调节器中的比例增益和积分增益)；无功功率给定值Q^ref设为零以获得单位功率因数；

步骤3：根据步骤1得到的网侧电压及其延迟信号，和步骤2得到的有功和无功功率给定，可以得到整流器的交流侧电流指令值和为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{\mathrm{ref}}\\ i_{\mathrm{\β}}^{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\frac{e_{\mathrm{\α}}^{\′}}{2\mathrm{\ωL}}(1+\frac{\sqrt{\mathrm{\Δ}}}{e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′}})+\frac{{2e}_{\mathrm{\β}}^{\′}{P}^{\mathrm{ref}}}{3(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′})}\\ \frac{e_{\mathrm{\β}}^{\′}}{2\mathrm{\ωL}}(1+\frac{\sqrt{\mathrm{\Δ}}}{e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′}})-\frac{{2e}_{\mathrm{\α}}^{\′}{P}^{\mathrm{ref}}}{3(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′})}\end{array}\right]$

其中Δ＝(e_αe′_β-e_βe′_α)²-(4ωLP^ref/3)²，ω为电网角频率，L为整流器交流侧的每相输入电感。

步骤4：根据步骤3得到的交流侧电流指令，结合PWM整流器的数学模型，按照下一拍时实际电流值等于指令值的原理，可以得到整流器交流侧指令电压值u_α，u_β为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-\frac{L}{T_s}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{\mathrm{ref}}-i_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}^{\mathrm{ref}}-i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

其中T_s为采样周期。u_α和u_β进一步通过SVPWM分解得到PWM整流器中六个开关器件的驱动信号。

本发明有效性可以通过图3所示的仿真结果得出，图中电网电压在0.02s时开始不对称。在采用本发明提出的方法后，直流母线电压未出现较大波动，网侧电流依然比较正弦。

Claims (1)

1.一种基于电流指令生成的电网不平衡时PWM整流器控制方法，其特征在于包括如下步骤：

步骤1：根据采样电网电压和延迟信号以及初始功率给定，解析计算得到整流器交流侧电流指令值；

1.1利用电压和电流传感器采样整流器直流侧电压、电网侧电压和电网电流，电网电压和电流通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压e_α，e_β和电流i_α，i_β；

1.2电网侧电压延迟1/4周期后得到其延迟信号e′_α，e′_β，具体表示为 $\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′}\left(t\right)=e_{\mathrm{\α}}(t-\frac{T}{4})\\ e_{\mathrm{\β}}^{\′}\left(t\right)=e_{\mathrm{\β}}(t-\frac{T}{4})\end{array},$ 其中T为一个工频周期；

1.3给定直流电压与PWM整流器直流侧电压之差经过PI调节器并乘上直流侧电压得到有功功率给定值P^ref；无功功率的给定值Q^ref设为零；

1.4利用网侧电压及其延迟信号，结合初始有功和无功功率给定，可以解析计算得到考虑了电网不平衡的整流器交流侧电流指令值和为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{\mathrm{ref}}\\ i_{\mathrm{\β}}^{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\frac{e_{\mathrm{\α}}^{\′}}{2\mathrm{\ωL}}(1+\frac{\sqrt{\mathrm{\Δ}}}{e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′}})+\frac{2e_{\mathrm{\β}}^{\′}{P}^{\mathrm{ref}}}{3(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′})}\\ \frac{e_{\mathrm{\β}}^{\′}}{2\mathrm{\ωL}}(1+\frac{\sqrt{\mathrm{\Δ}}}{e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′}})-\frac{2e_{\mathrm{\α}}^{\′}{P}^{\mathrm{ref}}}{3(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′})}\end{array}\right]$

其中Δ＝(e_αe′_β-e_βe′_α)²-(4ωLP^ref/3)²，ω为电网角频率，L为整流器交流侧的每相输入电感；

步骤2：根据所述电流指令值和PWM整流器的数学模型，计算得到整流器交流侧指令电压，然后通过SVPWM分解得到开关管的驱动信号；

2.1基于PWM整流器的数学模型，根据步骤1得到的整流器交流侧电流指令值，按照下一拍时实际电流值等于指令值的原理计算得到整流器交流侧指令电压值；

2.2整流器交流侧指令电压值进一步通过SVPWM分解得到PWM整流器中六个开关管的驱动信号。