CN105391285A - 一种基于无差拍和三角波比较的三相pwm整流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法，属于电力电子变流技术、智能控制领域。该发明的控制方法主要由电压外环、无差拍控制、三角波比较控制组成；其中电压外环为PI环节，无差拍控制为电流内环控制，控制方法简单，利用三角波比较控制与无差拍控制各自的优点在开关频率较低时实现输入功率因数为1的定频控制、交流侧输入电流低谐波、直流侧电压稳定跟踪。

Description

一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法

技术领域

本发明涉及三相整流技术领域，尤其涉及一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法。

背景技术

随着我国经济的发展大功率电源需求量日益增加，传统的线性电源、相控电源输入电流谐波大，功率因数低对电网影响较大；而三相PWM整流器能从根源上消除输入电流谐波，可实现交流侧单位功率因数运行，所以是当前电力电子领域中的研究热点。

三相电压型PWM整流器目前常用的控制策略有：滞环比较控制、前馈解耦控制、电流预测控制、无差拍控制，但是这些控制目前都仍有不足之处：简单的滞环比较控制输入电流纹波依然较大；前馈解耦控制、电流预测控制、无差拍控制需要增加SVPWM或SPWM环节，算法复杂。

发明内容

针对现有控制策略的不足，本发明目的在于提供一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法。利用三角波比较控制与无差拍控制各自的优点，设计新型控制方法，简化算法的同时，降低交流侧电流谐波，同时实现定频控制。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现。

一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法，主要步骤如下：(S1)利用锁相电路得到电网A相电压ea的过零点，DSP根据电网A相电压ea的过零点实时计算电网周期，并以此更改控制周期，同时根据电网A相电压ea的过零点计算电网三相输入的电压值(ea、eb、ec)，并装换为数字信号；

(S2)利用电流霍尔传感器分别采样三相电抗器的输入电流值(ia、ib、ic)，采用分压法采样三相电压型PWM整流器直流侧电容两端的输出直流电压值Vdc，并转换为数字信号；

(S3)完成步骤(S1)和(S2)后，将指令直流电压值Vdc_ref与输出直流电压值Vdc的差作为电压外环的输入，电压外环采用PI控制，电压外环控制的输出得到有功电流指令i*d，无功电流指令i*q设为0；

(S4)把三相电压型PWM整流器的数学模型从三相abc静止坐标系变换到两相dq旋转坐标系下，并根据电压外环控制得到的参考电流、三相交流侧电流、三相交流侧电压进行无差拍控制；

(S5)在两相dq旋转坐标系下根据无差拍控制得到整流桥交流侧电压两相(Vd、Vq)，并变换到三相abc静止坐标系下得到三相电压(Va、Vb、Vc)，将变换得到的三相电压分别除以直流电压参考值Vdc_ref然后经过PI调节并限幅，输出与三角波进行比较，最后输出6路驱动信号；其中三角波的幅值与PI限幅一致。

所述步骤(S1)中，利用锁相电路得到电网A相电压ea的过零点时间，用DSP实时计算电网的周期，同时计算电网输入三相电压的值。

所述步骤(S2)中，利用电流霍尔传感器分别采样三相电抗器的输入电流值(ia、ib、ic)，采用电阻分压法采样三相电压型PWM整流器直流侧电容两端的输出直流电压值Vdc。

所述步骤(S3)中，将指令直流电压值Vdc_ref与输出直流电压值Vdc的差进行PI控制，PI控制输出得到有功电流指令i*d，为了实现三相电压型PWM整流器交流输入侧单位功率因数运行，设无功电流指令i*q为0。

所述步骤(S4)和(S5)中，根据(S1)、(S2)、(S3)步骤的数据在两相dq旋转坐标系下进行无差拍控制，将无差拍控制的输出与三角波比较控制，从而得到三相驱动信号。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、算法简单，无需SVPWM或SPWM调制单元；

2、三相电压型PWM整流器交流侧输入电流纹波低，交流侧可实现单位功率因数运行；

3、三相电压型PWM整流器直流侧输出电压可控，纹波小；

3、可以实现定频控制。

附图说明

图1是本发明的一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法示意图；

图2是应用本发明的三相电压型PWM整流器matlab仿真直流侧输出电压的效果图；

图3是应用本发明的三相电压型PWM整流器matlab仿真A相交流侧输入电压和电流的效果图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述说明，但本发明的实施方式不限于此。需指出的是，以下若有未特别详细说明之过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术实现的。

如图1所示，本发明的一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法示意图，主要步骤如下：

(S1)利用锁相电路得到电网A相电压ea的过零点，DSP根据电网A相电压ea的过零点实时计算电网周期，并以此更改控制周期，同时根据电网A相电压ea的过零点计算电网三相输入的电压值(ea、eb、ec)，并装换为数字信号；

(S2)利用电流霍尔传感器分别采样三相电抗器的输入电流值(ia、ib、ic)，采用电阻分压法采样三相电压型PWM整流器直流侧电容C两端的直流电压值(Vdc)，并转换为数字信号；

(S3)完成步骤(S1)和(S2)后，将指令直流电压值(Vdc_ref)与输出直流电压值Vdc的差作为电压外环的输入，电压外环采用PI控制，电压外环控制的输出得到有功电流指令i*d，无功电流指令i*q设为0；

(S4)把三相电压型PWM整流器的数学模型从三相abc静止坐标系变换到两相dq旋转坐标系下，并根据电压外环控制得到的参考电流、三相交流侧电流、三相交流侧电压进行无差拍控制，具体实施如下所述：

A)假设交流侧电抗为L，线路及电抗等下电阻为R，ABC三相参数均相等，两相dq旋转坐标系下开关函数定义为Sd和Sq，设系统采样中后期为Ts，其他参数如文中所述。根据基尔霍夫电压定律得到交流侧电流关系如式(1)：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{dt}=-{\mathrm{Ri}}_d\left(k\right)+{\mathrm{\ωi}}_q\left(k\right)+e_d\left(k\right)-V_d\left(k\right)\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{dt}=-{\mathrm{Ri}}_q\left(k\right)-{\mathrm{\ωi}}_d\left(k\right)+e_q\left(k\right)-V_q\left(k\right)\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中i_d和i_q为三相电抗器的输入电流值(ia、ib、ic)变换到两相dq旋转坐标系的值；e_d和e_q为电网三相输入的电压值(ea、eb、ec)变换到两相dq旋转坐标系的值；Vdc为三相电压型PWM整流器直流侧电容C两端的直流电压值；ω为电网角频率，ω＝2πf，f为电网频率50HZ；V_d＝S_d*V_dc，V_q＝S_q*V_dc，V_d和V_q为两相dq旋转坐标系下整流桥交流侧电压；其他参数如前所述。

将式(1)离散化得到k+1采样时刻的电流表达式(2)：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d(k+1)=(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})i_d\left(k\right)+T_s{\mathrm{\ωi}}_q\left(k\right)+\frac{T_s}{L}\[e_d\left(k\right)-V_d\left(k\right)\]\\ i_q(k+1)=(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})i_q\left(k\right)-T_s{\mathrm{\ωi}}_d\left(k\right)+\frac{T_s}{L}\[e_q\left(k\right)-V_q\left(k\right)\]\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中i_d(k)和i_q(k)为k采样时刻两相dq旋转坐标系下三相电抗器的输入电流测量值；i_d(k+1)和i_q(k+1)为k+1采样时刻两相dq旋转坐标系下三相电抗器的预测电流值。

B)令k+1时刻预测电流与参考电流相等，得到整流桥交流侧电压Vd和Vq为(3)：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_d\left(k\right)=-\frac{L}{T_s}{i_d}^{*}+\frac{L-{\mathrm{RT}}_s}{T_s}{i}_d\left(k\right)+{\mathrm{\ωLi}}_q\left(k\right)+e_d\left(k\right)\\ V_q\left(k\right)=-\frac{L}{T_s}{i_q}^{*}+\frac{L-{\mathrm{RT}}_s}{T_s}{i}_q\left(k\right)-{\mathrm{\ωLi}}_d\left(k\right)+e_q\left(k\right)\end{array}\right.---\left(3\right)$

(S5)根据无差拍控制得到整流桥交流侧电压Vd和Vq，并转化到三相abc静止坐标系下得到Va、Vb、Vc，将Va、Vb、Vc分别除以直流电压参考值Vdc_ref然后经过PI调节并限幅，输出与三角波(幅值与PI限幅一致)进行比较，最后输出6路驱动信号。

在步骤(S2)中，所述的输出直流电压Vdc采样采用电阻分压，并利用HCPL-7840隔离，再经过运放调理使采样电压适应DSP采样端口的电压范围。

作为优选，可选用德州仪器公司2000系列的DSP处理器进行算法计算。

在步骤(S3)中，将指令直流电压值Vdc_ref与输出直流电压值Vdc的差进行PI控制，PI控制输出得到有功电流指令i*d，为了实现三相电压型PWM整流器交流侧单位功率因数运行，设无功电流指令i*q为0。

在步骤(S5)中，是将无差拍控制的输出进行三角波比较控制，无需调制器，开关频率与三角波频率相同，可以通过调节三角波频率来调节开关频率实现定频，从而得到三相驱动信号。其中当三角波比较控制时，输入值大于三角波时相应半桥的上桥臂的驱动信号为1，下桥臂的驱动信号为0；当输入值小于三角波时相应半桥的上桥臂为0，下桥臂的驱动信号为1。

如图2～图3所示，采用本发明的三相电压型PWM整流器matlab仿真直流输出电压Vdc相应快，纹波小，交流网侧电压A相电压ea和A相交流电流ia同相位，输入功率因数高，近似为1。

本领域技术人员可以在不违背本发明的原理和实质的前提下对本具体实施例做出各种修改或补充或者采用类似的方式替代，但是这些改动均落入本发明的保护范围。因此本发明技术范围不局限于上述实施例。

Claims (5)

1.一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法，其特征在于包括如下步骤：

（S1）利用锁相电路得到电网A相电压（ea）的过零点，DSP根据电网A相电压（ea）的过零点实时计算电网周期，并以此更改控制周期，同时根据电网A相电压（ea）的过零点计算电网三相输入的电压值（ea、eb、ec），并装换为数字信号；

（S2）利用电流霍尔传感器分别采样三相电抗器的输入电流值（ia、ib、ic），采用分压法采样三相电压型PWM整流器直流侧电容（C）两端的输出直流电压值（Vdc），并转换为数字信号；

（S3）完成步骤（S1）和（S2）后，将指令直流电压值（Vdc_ref）与输出直流电压值（Vdc）的差作为电压外环的输入，电压外环采用PI控制，电压外环控制的输出得到有功电流指令i*d，无功电流指令i*q设为0；

（S4）把三相电压型PWM整流器的数学模型从三相abc静止坐标系变换到两相dq旋转坐标系下，并根据电压外环控制得到的参考电流、三相交流侧电流、三相交流侧电压进行无差拍控制；

（S5）在两相dq旋转坐标系下根据无差拍控制得到整流桥交流侧电压两相（Vd、Vq），并变换到三相abc静止坐标系下得到三相电压（Va、Vb、Vc），将变换得到的三相电压分别除以直流电压参考值（Vdc_ref）然后经过PI调节并限幅，输出与三角波进行比较，最后输出6路驱动信号；其中三角波的幅值与PI限幅一致。

2.根据权利要求1所述的一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法，其特征在于：在步骤（S1）中，利用锁相电路得到电网A相电压（ea）的过零点时间，用DSP实时计算电网的周期，同时计算电网输入三相电压的值，在步骤（S2）中利用电流霍尔传感器分别采样三相电抗器的输入电流值（ia、ib、ic），采用电阻分压法采样三相电压型PWM整流器直流侧电容（C）两端的输出直流电压值（Vdc）。

3.根据权利要求1所述的一种用于三相PWM整流器新型三角波比较控制方法，其特征在于：在步骤（S3）中，将指令直流电压值（Vdc_ref）与输出直流电压值（Vdc）的差进行PI控制，PI控制输出得到有功电流指令i*d，为了实现三相电压型PWM整流器交流输入侧单位功率因数运行，设无功电流指令i*q为0。

4.根据权利要求1所述的一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法，其特征在于：在步骤（S4）中，根据（S1）、（S2）、（S3）步骤的数据在两相dq旋转坐标系下进行无差拍控制，在步骤（S5）中将无差拍控制的输出与三角波比较控制，从而得到三相驱动信号。

5.根据权利要求1所述的一种基于无差拍和三角波比较的三相PWM整流控制方法，其特征在于：在步骤（S5）中无差拍控制的输出无需SPWM或SVPWM调制单元，直接与三角波比较，开关频率与三角波频率相同实现定频，经三角波比较后直接输出三相驱动信号。