CN104143829B - Pwm整流器的直接电流控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种PWM整流器的直接电流控制方法，包括：电压采样得到有功功率、无功功率给定值；采样整流器直流侧电压、电网侧电压和电网电流；通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压信号以及电流信号；延迟1/4周期后得到电压、电流延迟信号；计算得到电感上消耗的有功功率和新型无功功率的交流分量；得到新的功率给定值，并计算出电流参考值；采用快速矢量选择的模型预测直接电流控制方法跟踪参考电流，由快速矢量选择所得到的最优电压矢量进一步得到驱动信号；本发明还公开了一种采用所述PWM整流器的直接电流控制方法的直接电流控制装置。本发明提供的PWM整流器的直接电流控制方法及装置，无需旋转坐标变换，计算量小、容易实现、鲁棒性好。

Description

PWM整流器的直接电流控制方法及装置

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是指一种PWM整流器的直接电流控制方法及装置。

背景技术

模型预测直接电流控制无需坐标旋转变换，具有算法简单、动态响应快、以及鲁棒性好等优点而被广泛接受；而传统的模型预测电流用枚举法对最优矢量进行选取。随着对不平衡电网电压情况下PWM整流器控制的深入研究，一种新型无功功率定义被提出并被广泛应用到不平衡情况下PWM整流器的控制系统中；相对于传统无功功率定义新型无功功率定义适用范围更为宽泛，在电网平衡情况下新型无功和传统无功是等价的，但是在不平衡情况下新型无功功率有更好的控制效果。文献《Modeling and analysis ofinstantaneous active and reactive power for pwm ac/dc converter undergeneralized unbalanced network》把新型无功功率应用到VOC框架，但是它依然需要对电网电压和电网电流进行正负序分解；文献《Control of three-phase PWM rectifier instationary frame under unbalanced input voltage》做了一定的改进，不需要对电网电压和电网电流进行正负序分解，但是它需要一个比例谐振器(PR)对电流进行控制。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提出一种PWM整流器的直接电流控制方法及装置，不需要对电网电压和电网电流进行正负序分解，并且完全在静止坐标系下实现，可以增强对电网电压不平衡的适应性，达到和平衡电网下类似的运行效果。

基于上述目的本发明提供的PWM整流器的直接电流控制方法，包括：

根据采样整流器直流侧电压得到有功功率给定值，无功功率给定值设置为零，以获得单位功率因数运行；

利用电压LEM传感器和电流LEM传感器采样整流器直流侧电压、电网侧电压和电网电流；将电网侧电压通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压信号以及电流信号；电网侧电压和电网侧电流延迟1/4周期后分别得到电压延迟信号以及电流延迟信号；

经过计算得到控制目标为电网侧电流正弦、保持电网侧单位功率因数并且直流母线电压无波动的有功功率和新型无功功率的补偿值分别为电感上消耗的有功功率和新型无功功率的交流分量；

由作为功率补偿值的电感上消耗的有功功率和新型无功功率的交流分量加上传统功率给定值得到新的功率给定值，并由新的功率给定值计算出电流参考值；

在静止坐标系下，通过采样电网电流的瞬时值，并预测下一时刻的电流瞬时值，然后采用快速矢量选择的模型预测直接电流控制方法跟踪参考电流，由快速矢量选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号。

在一些实施方式中，所述根据采样整流器直流侧电压得到有功功率给定值，无功功率给定值设置为零，以获得单位功率因数运行的步骤中，有功功率给定值是由给定直流电压与PWM整流器直流侧电压之差经过PI调节器并乘上直流侧电压而得到。

在一些实施方式中，所述将电网侧电压通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压信号以及电流信号；电网侧电压和电网侧电流延迟1/4周期后分别得到电压延迟信号以及电流延迟信号的步骤中：

通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压信号以及电流信号的计算公式为：

其中，e_α、e_β分别为通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电压信号，i_α、i_β分别为通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电流信号；

通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电压信号进一步通过延迟1/4周期得到的电压信号表达式为：

通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电流信号进一步通过延迟1/4周期得到的电流信号表达式为：

其中T为一个工频周期，对于50Hz电网来说为0.02s。

在一些实施方式中，所述经过计算得到控制目标为电网侧电流正弦、保持电网侧单位功率因数并且直流母线电压无波动的有功功率和新型无功功率的补偿值分别为电感上消耗的有功功率和新型无功功率的交流分量的步骤中：

电感消耗有功功率表达式为：P_L＝-1.5ωL(i_αi'_α+i_βi'_β)，

电感消耗新型无功功率表达式为：Q_L＝1.5ωL(i_αi_α+i_βi_β)，其中ω为电网角频率，L为整流器交流侧的每相输入电感；

电感消耗的有功功率和新型无功功率中包含了直流分量和交流分量，为了让变换器侧功率恒定，补偿值应为消耗功率中的交流分量：

电感消耗的有功功率的交流分量表达式为：

电感消耗新型无功功率的交流分量表达式为：

在一些实施方式中，所述由作为功率补偿值的电感上消耗的有功功率和新型无功功率的交流分量加上传统功率给定值得到新的功率给定值，并由新的功率给定值计算出电流参考值的步骤中：

新的功率给定值表达式为：

由新的功率给定值计算所得的电流参考值表达式为：

在一些实施方式中，所述采用快速矢量选择的模型预测直接电流控制方法跟踪参考电流，由快速矢量选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号的步骤包括：

k+1时刻的零矢量电流瞬时值表达式为：

k+1时刻的非零矢量电流瞬时值表达式为：

其中：I_g＝i_α+ji_β，e＝e_α+je_β；

其中零矢量和给定参考电流之间的误差表达式为：

其中非零矢量和给定参考电流之间的误差表达式为：

由零矢量和给定参考电流之间的误差得到最优非零矢量所在扇区k：

其中，k＝(1,2,3,4,5,6)；

以电流矢量负值为变量，在k+1时刻，零矢量或非零矢量作用下，-I与给定值之间的误差，判断是否成立，以判断选取零矢量还是非零矢量；若成立，则选择非零矢量为最优矢量；

由快速矢量选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号对开关管进行驱动。

本发明的另一方面还提供了一种采用所述的PWM整流器的直接电流控制方法的PWM整流器的直接电流控制装置，包括依次连接的三相电压源、三相滤波电感、整流桥主电路、直流侧电容、负载；以及，分别从三相电压源输出端及三相滤波电感输出端进行电压、电流采样的电压电流采样电路，对电压电流采样电路的电压电流数据进行运算控制的DSP控制器，驱动电路；

其中，所述电压电流采样电路利用电压霍尔传感器采集三相网侧交流电压和整流器直流侧电压，利用电流霍尔传感器采集三相网侧交流电流，经过信号调理电路后进入DSP控制器转换为数字信号；DSP控制器完成如权利要求1-6任意一项所述的PWM整流器的直接电流控制方法的运算，输出六路PWM脉冲，最后经过驱动电路得到整流器的六个开关管的驱动信号。

从上面所述可以看出，本发明提供的PWM整流器的直接电流控制方法及装置，不需要对电网电压和电网电流进行正负序分解，无需坐标旋转变换，仅需要算出新的电流参考值，并且完全在静止坐标系下实现，且仿真验证了本发明所提出的控制方法的有效性和实用性。本发明提出的快速选择矢量的模型预测电流控制方法，这种新型的控制方法既可以在理想电网下完美运行同时也可以在电网电压不平衡情况下良好运行，本发明旨在通过对现有PWM整流器模型预测直接电流控制的方法进行改进，提出一种快速矢量选择模型预测直接电流控制，从而可以增强对电网电压不平衡的适应性，包括消除直流输出电压脉动，减小网侧电流的谐波，达到和平衡电网下类似的运行效果。和传统的模型预测直接电流控制类似，但是在矢量选择上本发明的快速矢量选择具有快速性和简便性；因此具有算法简单、动态响应快，对系统参数扰动鲁棒性强、易于实施等优点。

附图说明

图1为本发明提供的PWM整流器的直接电流控制方法的一个实施例的流程示意图；

图2为本发明提供的PWM整流器的直接电流控制装置的一个实施例的结构示意图；

图3为本发明提供的PWM整流器的直接电流控制装置的另一个实施例的结构示意图；

图4为传统模型预测直接电流控制在电网电压不平衡下的网侧三相电压、三相电流和直流母线电压的仿真结果示意图；

图5为采用本发明提出的快速矢量选择模型预测直接电流控制方法及装置在电网电压不平衡下的网侧三相电压、三相电流和直流母线电压的仿真结果示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

参照附图1，为本发明提供的PWM整流器的直接电流控制方法的一个实施例的流程示意图。

所述PWM整流器的直接电流控制方法，包括：

步骤101：根据采样整流器直流侧电压得到有功功率给定值，无功功率给定值设置为零，以获得单位功率因数运行；

步骤102：利用电压LEM传感器和电流LEM传感器采样整流器直流侧电压、电网侧电压和电网电流；将电网侧电压通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压信号以及电流信号；电网侧电压和电网侧电流延迟1/4周期后分别得到电压延迟信号以及电流延迟信号；

步骤103：经过计算得到控制目标为电网侧电流正弦、保持电网侧单位功率因数并且直流母线电压无波动的有功功率和新型无功功率的补偿值分别为电感上消耗的有功功率和新型无功功率的交流分量；

步骤104：由作为功率补偿值的电感上消耗的有功功率和新型无功功率的交流分量加上传统功率给定值得到新的功率给定值，并由新的功率给定值计算出电流参考值；

步骤105：在静止坐标系下，通过采样电网电流的瞬时值，并预测下一时刻的电流瞬时值，然后采用快速矢量选择的模型预测直接电流控制方法跟踪参考电流，由快速矢量选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号。

可选的，所述根据采样整流器直流侧电压得到有功功率给定值，无功功率给定值设置为零，以获得单位功率因数运行的步骤中，有功功率给定值是由给定直流电压与PWM整流器直流侧电压之差经过PI调节器并乘上直流侧电压而得到。

较佳的，所述将电网侧电压通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压信号以及电流信号；电网侧电压和电网侧电流延迟1/4周期后分别得到电压延迟信号以及电流延迟信号的步骤中：

通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压信号以及电流信号的计算公式为：

其中，e_α、e_β分别为通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电压信号，i_α、i_β分别为通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电流信号；

通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电压信号进一步通过延迟1/4周期得到的电压信号表达式为：

通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电流信号进一步通过延迟1/4周期得到的电流信号表达式为：

其中T为一个工频周期，对于50Hz电网来说为0.02s。

在一些实施方式中，所述经过计算得到控制目标为电网侧电流正弦、保持电网侧单位功率因数并且直流母线电压无波动的有功功率和新型无功功率的补偿值分别为电感上消耗的有功功率和新型无功功率的交流分量的步骤中：

电感消耗有功功率表达式为：P_L＝-1.5ωL(i_αi'_α+i_βi'_β)，

电感消耗新型无功功率表达式为：Q_L＝1.5ωL(i_αi_α+i_βi_β)，其中ω为电网角频率，L为整流器交流侧的每相输入电感；

电感消耗的有功功率和新型无功功率中包含了直流分量和交流分量，为了让变换器侧功率恒定，补偿值应为消耗功率中的交流分量：

电感消耗的有功功率的交流分量表达式为：

电感消耗新型无功功率的交流分量表达式为：

进一步的，所述由作为功率补偿值的电感上消耗的有功功率和新型无功功率的交流分量加上传统功率给定值得到新的功率给定值，并由新的功率给定值计算出电流参考值的步骤中：

新的功率给定值表达式为：

由新的功率给定值计算所得的电流参考值表达式为：

较佳的，所述采用快速矢量选择的模型预测直接电流控制方法跟踪参考电流，由快速矢量选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号的步骤包括：

k+1时刻的零矢量电流瞬时值表达式为：

k+1时刻的非零矢量电流瞬时值表达式为：

其中：I_g＝i_α+ji_β，e＝e_α+je_β；

其中零矢量和给定参考电流之间的误差表达式为：

其中非零矢量和给定参考电流之间的误差表达式为：

由零矢量和给定参考电流之间的误差得到最优非零矢量所在扇区k：

其中，k＝(1,2,3,4,5,6)；

以电流矢量负值为变量，在k+1时刻，零矢量或非零矢量作用下，-I与给定值之间的误差，判断是否成立，以判断选取零矢量还是非零矢量；若成立，则选择非零矢量为最优矢量；

由快速矢量选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号对开关管进行驱动。

参照附图2，为本发明提供的PWM整流器的直接电流控制装置的一个实施例的结构示意图。

采用上述PWM整流器的直接电流控制方法的PWM整流器的直接电流控制装置，包括依次连接的三相电压源、三相滤波电感(图中R为等效电阻)、整流桥主电路、直流侧电容、负载；以及，分别从三相电压源输出端及三相滤波电感输出端进行电压、电流采样的电压电流采样电路，对电压电流采样电路的电压电流数据进行运算控制的DSP控制器，驱动电路；

其中，所述电压电流采样电路利用电压霍尔传感器采集三相网侧交流电压和整流器直流侧电压，利用电流霍尔传感器采集三相网侧交流电流，经过信号调理电路后进入DSP控制器转换为数字信号；DSP控制器完成所述的PWM整流器的直接电流控制方法的运算，输出六路PWM脉冲，然后经过驱动电路后得到整流器的六个开关管的最终驱动信号。

从上面所述可以看出，本发明提供的PWM整流器的直接电流控制方法及装置，不需要对电网电压和电网电流进行正负序分解，无需坐标旋转变换，仅需要算出新的电流参考值，并且完全在静止坐标系下实现，且仿真验证了本发明所提出的控制方法的有效性和实用性。本发明提出的快速选择矢量的模型预测电流控制方法，这种新型的控制方法既可以在理想电网下完美运行同时也可以在电网电压不平衡情况下良好运行，本发明旨在通过对现有PWM整流器模型预测直接电流控制的方法进行改进，提出一种快速矢量选择模型预测直接电流控制，从而可以增强对电网电压不平衡的适应性，包括消除直流输出电压脉动，减小网侧电流的谐波，达到和平衡电网下类似的运行效果。和传统的模型预测直接电流控制类似，但是在矢量选择上本发明的快速矢量选择具有快速性和简便性；因此具有算法简单、动态响应快，对系统参数扰动鲁棒性强、易于实施等优点。

进一步的，参照附图3，为本发明提供的PWM整流器的直接电流控制装置的另一个实施例的结构示意图；其中包括图2中所述DSP控制器具体的运算步骤；亦即所述的直接功率控制方法在图2的DSP控制器上按照如下步骤依次实现：

步骤1：根据采样整流器直流侧电压，得到传统有功功率给定值P^ref，传统无功功率给定值Q^ref设置为零，以获得单位功率因数运行；其中传统有功功率给定值P^ref为给定直流电压与PWM整流器直流侧电压之差经过PI调节器并乘上直流侧电压；传统无功功率给定值Q^ref一般情况下设为零；

步骤2：利用电压LEM传感器和电流LEM传感器采样整流器直流侧电压、电网侧电压和电网电流，然后将电网侧电压通过3/2变换得到在静止两相α、β坐标上的电压信号e_α、e_β以及电流信号i_α、i_β，表达式为：

电压信号e_α、e_β进一步通过延迟1/4周期得到e′_α、e′_β，具体表达式为：

i_α、i_β进一步通过延迟1/4周期得到i′_α、i′_β，具体表达式为：

其中T为一个工频周期，对于50Hz电网来说为0.02s；

步骤3：经过计算得到控制目标为网侧电流正弦、保持网侧单位功率因数并且直流母线电压无波动的有功功率和新型无功功率的补偿值分别为电感上消耗的有功功率和新型无功功率的交流分量；

电感消耗有功功率表达式为：P_L＝-1.5ωL(i_αi'_α+i_βi'_β)；

电感消耗新型无功功率表达式为：Q_L＝1.5ωL(i_αi_α+i_βi_β)，其中ω为电网角频率，L为整流器交流侧的每相输入电感；

电感消耗的功率中包含了直流分量和交流分量，为了让变换器侧功率恒定，补偿值应为消耗功率中的交流分量；

电感消耗的有功功率的交流分量表达式为：

电感消耗新型无功功率的交流分量表达式为：

步骤4：由功率补偿值加上传统功率给定值得到新的功率给定值，并由新的功率给定值计算出电流参考值；

其中新的功率给定值表达式为：

这里的就是本发明所提及的功率补偿值；本发明所提出的电流参考值表达式为：

步骤5：在静止坐标系下，通过采样电网电流的瞬时值，并预测下一时刻的电流瞬时值，然后采用快速矢量选择的模型预测直接电流控制方法跟踪参考电流，由快速选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号；

模型预测电流控制的快速矢量选择过程如下：

k+1时刻的零矢量电流瞬时值表达式为：

k+1时刻的非零矢量电流瞬时值表达式为：

其中：I_g＝i_α+ji_β，e＝e_α+je_β，

其中零矢量和给定参考电流之间的误差表达式为：

其中非零矢量和给定参考电流之间的误差表达式为：

由零矢量和给定参考电流之间的误差得到最优非零矢量所在扇区k：

其中k＝(1,2,3,4,5,6)；

以电流矢量负值为变量，在k+1时刻，零矢量或非零矢量作用下，-I与给定值之间的误差，判断是否成立，以判断选取零矢量还是非零矢量；若成立，则选择非零矢量为最优矢量；由快速选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号对开关管进行驱动。

本发明所提出方法的有效性可以通过对比图4和图5所示的仿真结果得出，二者测试条件完全相同，区别仅在于图4为传统模型预测直接电流控制，而图5则采用了本发明所提出的快速矢量选择模型预测直接电流控制。图4中从上至下波形依次为网侧三相电压、三相电流和直流母线电压，电网电压在0.05s时开始不对称，网侧电流也发生了畸变同时母线电压出现较大的波动。在采用本发明所提的快速矢量选择模型预测直接电流控制，网侧电流的畸变被消除，同时直流母线电压波动变小，并且可以看出三相电压和三相电流保持同相位也就是说保持网侧单位功率因数。

从上面所述可以看出，本发明提供的PWM整流器的直接电流控制方法及装置，根据采样整流器直流侧电压，得到有功功率给定值，无功功率给定值设置为零，以获得单位功率因数运行；为了能让系统在不平衡状态下实现电网侧电流正弦、保持网侧单位功率因数并且直流母线电压无波动的控制目标，在电感上消耗的功率必须作为补偿值添加到传统功率给定值，从而得到一个新的功率参考值；一种新的参考电流计算方式被本发明提出，该参考电流计算过程非常简单，仅用到新的功率参考值和网侧电压以及网侧电压的延迟信号。不同于传统模型预测的枚举法选取最优电压矢量，本发明所用到的为快速矢量选择法；快速矢量选择法具有计算简单、执行容易、缩短代码执行时间等诸多优点，最重要的一点是快速矢量选择的效果等同于传统的枚举法的效果；在静止坐标系下，以电流矢量负值为变量，获得最优的电压矢量使真实值与给定值之间误差最小，由快速选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号。

本发明提供的PWM整流器的直接电流控制方法及装置，不需要对电网电压和电网电流进行正负序分解，无需坐标旋转旋转变换，仅需要算出新的电流参考值，并且完全在静止坐标系下实现，且仿真验证了本发明所提出的控制方法的有效性和实用性。本发明提出的快速选择矢量的模型预测电流控制方法，这种新型的控制方法既可以在理想电网下完美运行同时也可以在电网电压不平衡情况下良好运行，本发明旨在通过对现有PWM整流器模型预测直接电流控制的方法进行改进，提出一种快速矢量选择模型预测直接电流控制，从而可以增强对电网电压不平衡的适应性，包括消除直流输出电压脉动，减小网侧电流的谐波，达到和平衡电网下类似的运行效果。和传统的模型预测直接电流控制类似，但是在矢量选择上本发明的快速矢量选择具有快速性和简便性；因此具有算法简单、动态响应快，对系统参数扰动鲁棒性强、易于实施等优点。

相对于传统无功定义，新型无功定义在电网电压不平衡情况下有更显著的控制效果；为达到减小网侧电流畸变、保持网侧单位功率因数同时消除直流母线电压二倍频波动的控制目标，一种新的简便的参考电流计算方式被本发明提出。不同于已有文献中用到传统功率参考值、电网侧电压和变换器侧的电压以及它们的延迟信号所得到的电流参考值的复杂计算过程，本发明中的电流参考值仅用到了经过补偿后的功率参考值和网侧电压以及它的延迟信号，计算过程虽然简单但是效果却非常显著。在静止坐标系下，通过采样电网电流的瞬时值，并预测下一时刻的电流瞬时值，然后采用快速矢量选择的模型预测直接电流控制方法跟踪参考电流，由快速选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号。本发明所述方法具有计算量小、容易实现、鲁棒性好等特点，可以在消除直流电压脉动的同时减小网侧电流的谐波畸变。

所属领域的普通技术人员应当理解：以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种PWM整流器的直接电流控制方法，其特征在于，包括：

根据采样整流器直流侧电压得到有功功率给定值，无功功率给定值设置为零，以获得单位功率因数运行；

利用电压LEM传感器和电流LEM传感器采样整流器直流侧电压、电网侧电压和电网电流；将电网侧电压通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压信号以及电流信号；电网侧电压和电网侧电流延迟1/4周期后分别得到电压延迟信号以及电流延迟信号；

经过计算得到控制目标为电网侧电流正弦、保持电网侧单位功率因数并且直流母线电压无波动的有功功率和无功功率的补偿值分别为电感上消耗的有功功率和无功功率的交流分量；电感消耗有功功率表达式为：P_L＝-1.5ωL(i_αi'_α+i_βi'_β)，电感消耗无功功率表达式为：Q_L＝1.5ωL(i_αi_α+i_βi_β)，其中ω为电网角频率，L为整流器交流侧的每相输入电感，i_α、i_β分别为将所述电网侧电压通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电流信号；

由作为功率补偿值的电感上消耗的有功功率和无功功率的交流分量加上传统功率给定值得到新的功率给定值，并由新的功率给定值计算出电流参考值；所述新的功率给定值表达式为：所述由新的功率给定值计算所得的电流参考值表达式为：其中P^ref为所述传统功率给定值中的电感消耗有功功率，Q^ref为所述传统功率给定值中的电感消耗无功功率；为所述电感消耗有功功率P_L的交流分量，为所述电感消耗无功功率Q_L的交流分量，e_α、e_β分别为将所述电网侧电压通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电压信号；

在静止坐标系下，通过采样电网电流的瞬时值，并预测下一时刻的电流瞬时值，然后采用快速矢量选择的模型预测直接电流控制方法跟踪参考电流：选择当前时刻和下一时刻电流值矢量中与所述电流参考值误差较小的电流值矢量作为最优矢量；由快速矢量选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号。

2.根据权利要求1所述的直接电流控制方法，其特征在于，所述根据采样整流器直流侧电压得到有功功率给定值，无功功率给定值设置为零，以获得单位功率因数运行的步骤中，有功功率给定值是由给定直流电压与PWM整流器直流侧电压之差经过PI调节器并乘上直流侧电压而得到。

3.根据权利要求2所述的直接电流控制方法，其特征在于，所述将电网侧电压通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压信号以及电流信号；电网侧电压和电网侧电流延迟1/4周期后分别得到电压延迟信号以及电流延迟信号的步骤中：

通过3/2变换得到在静止两相坐标上的电压信号以及电流信号的计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right],$

其中，e_α、e_β分别为通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电压信号，i_α、i_β分别为通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电流信号；

通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电压信号进一步通过延迟1/4周期得到的电压延迟信号表达式为：

$e_{\mathrm{\α}}^{\′}\left(t\right)=e_{\mathrm{\α}}(t-\frac{T}{4})$

$e_{\mathrm{\β}}^{\′}\left(t\right)=e_{\mathrm{\β}}(t-\frac{T}{4}),$

通过3/2变换后的α相坐标、β相坐标的上的电流信号进一步通过延迟1/4周期得到的电流延迟信号表达式为：

$i_{\mathrm{\α}}^{\′}\left(t\right)=i_{\mathrm{\α}}(t-\frac{T}{4})$

$i_{\mathrm{\β}}^{\′}\left(t\right)=i_{\mathrm{\β}}(t-\frac{T}{4}),$

其中T为一个工频周期，对于50Hz电网来说为0.02s。

4.根据权利要求3所述的直接电流控制方法，其特征在于，所述经过计算得到控制目标为电网侧电流正弦、保持电网侧单位功率因数并且直流母线电压无波动的有功功率和无功功率的补偿值分别为电感上消耗的有功功率和无功功率的交流分量的步骤中：

电感消耗的有功功率和无功功率中包含了直流分量和交流分量，为了让变换器侧功率恒定，补偿值应为消耗功率中的交流分量：

电感消耗的有功功率的交流分量表达式为：

电感消耗无功功率的交流分量表达式为：

${\tilde{Q}}_L=3\mathrm{\ω}L(i_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\α}}+i_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\β}}-i_{\mathrm{\α}}^{\′}{i}_{\mathrm{\α}}^{\′}-i_{\mathrm{\β}}^{\′}{i}_{\mathrm{\β}}^{\′})/4.$

5.根据权利要求4所述的直接电流控制方法，其特征在于，所述采用快速矢量选择的模型预测直接电流控制方法跟踪参考电流，由快速矢量选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号的步骤包括：

k+1时刻的零矢量电流瞬时值表达式为：其中为k时刻非零矢量电流瞬时值，T_s为预设的采样周期，

k+1时刻的非零矢量电流瞬时值表达式为：

其中：I_g＝i_α+ji_β，e＝e_α+je_β，e^k为k时刻电网侧电压矢量，v^k为k时刻PWM整流器侧电压矢量；

其中零矢量和给定参考电流之间的误差表达式为：

$I_0^{err}=-I_g^{ref}-(-I_0^{k+1}),$

其中非零矢量和给定参考电流之间的误差表达式为：

$I_g^{err}=-I_g^{ref}-(-I_g^{k+1}),$

由零矢量和给定参考电流之间的误差得到最优非零矢量所在扇区k：

$k=floor\[(\∠(I_0^{err})+\frac{\mathrm{\π}}{6})/\frac{\mathrm{\π}}{3}\]+1,$

其中，k＝(1,2,3,4,5,6)；

以电流矢量负值为变量，在k+1时刻，零矢量或非零矢量作用下，电流矢量与给定值之间的误差，判断是否成立，以判断选取零矢量还是非零矢量；若成立，则选择非零矢量为最优矢量；

由快速矢量选择所得到的最优电压矢量进一步得到六个开关管的驱动信号对开关管进行驱动。

6.一种采用如权利要求1-5任意一项所述的PWM整流器的直接电流控制方法的PWM整流器的直接电流控制装置，其特征在于，包括依次连接的三相电压源、三相滤波电感、整流桥主电路、直流侧电容、负载；以及，分别从三相电压源输出端及三相滤波电感输出端进行电压、电流采样的电压电流采样电路，对电压电流采样电路的电压电流数据进行运算控制的DSP控制器，驱动电路；

其中，所述电压电流采样电路利用电压霍尔传感器采集三相网侧交流电压和整流器直流侧电压，利用电流霍尔传感器采集三相网侧交流电流，经过信号调理电路后进入DSP控制器转换为数字信号；DSP控制器完成如权利要求1-5任意一项所述的PWM整流器的直接电流控制方法的运算，输出六路PWM脉冲，最后经过驱动电路得到整流器的六个开关管的驱动信号。