CN109787491A - 基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法，首先建立Vienna整流器在两相静止坐标系下的数学模型，并采用交叉补偿磁链观测器估算电网电压值；然后根据无差拍预测基本原理推导预测直接功率模型，另外引入拉格朗日线性插值法对k+2时刻有功、无功功率的给定值进行估算；最后，利用空间矢量调制技术对整流器开关器件进行控制。该方法无需同步旋转坐标变换和锁相环技术，直接在两相静止坐标系下实现对整流器有功、无功功率的独立控制，即使在电网不平衡、畸变、谐波含量较大的情况下，依然能达到较好的控制效果。

Description

基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法

技术领域

本发明属于整流器控制领域，具体涉及一种基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接 功率控制方法。

背景技术

三电平整流器因其功率开关器件电压应力仅为直流母线电压的一半而被广泛应用于各种 高电压和大功率器件中。但传统三电平整流器由12个半导体开关管组成，降低了变换器的功 率密度，且增大了器件成本。与传统三电平整流器相比，三相Vienna整流器可由3个半导体 开关管和18个低损耗碳化硅二极管组成。Vienna整流器具有开关器件电压应力低、较少的半 导体开关、网侧电流谐波含量低、可实现单位功率因数等优点而备受关注，近年来被广泛应 用于高压、高功率器件、电力电信系统、基于永磁同步电机的风力发电系统以及功率因数校 正系统中。随着Vienna整流器应用场合的多样化，对其静、动态性能要求越来越高，这就对 Vienna整流器控制策略提出了更高的要求。

目前，对于Vienna拓扑结构控制方法主要有滞环控制、基于SVPWM的PI控制、单周期 控制、滑膜变结构控制器等。滞环电流控制是一种典型的非线性控制方法，它通过实时比较 指令电流和检测电流得到电流误差，并将得到的电流误差信号送给预先设定环宽的滞环比较 器，通过与环宽值的比较得到变换器开关器件的控制脉冲信号，滞环电流控制器具备响应快 速、鲁棒性好、简单易行等优点，但它存在开关频率不固定、线路之间的电流相互影响、负 载变化影响开关频率等缺点。基于SVPWM的PI控制方法反应速度慢，存在超调等缺点。

发明内容

本发明的目的是针对上述问题，采用交叉补偿型磁链观测器，并结合无差拍预测直接功 率控制原理，提出了一种适用于三相Vienna整流器的改进预测直接功率控制策略。该方法无 需同步旋转坐标变换和锁相环技术，直接在两相静止坐标系下实现对整流器有功、无功功率 的独立控制，即使在电网不平衡、畸变、谐波含量较大的情况下，依然能达到较好的控制效 果。另外，引入拉格朗日线性插值法对k+2时刻有功、无功功率的给定值进行估算，有效消 除了因步长延时引起的功率误差。

本发明的技术方案是基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法，具体包 括以下步骤，

步骤1：基于基尔霍夫定律及坐标变换技术建立αβ坐标系下三相Vienna整流器的数学模型； 步骤2：通过电流表及电压表测量交流侧输入电流i_{x(x＝a、b、c)}、直流侧上下电容电压V_cp、V_cn以及 负载电压V_dc；并将所测得的abc坐标系下的交流侧电感电流经坐标变换得到αβ坐标系下的 电流i_α、i_β；

步骤3：采用交叉补偿磁链观测器，建立三相Vienna整流器在两相静止坐标系下的功率模型； 步骤4：在三相电路瞬时有功和无功功率原理的基础上，建立无差拍预测直接功率控制模型， 并结合拉格朗日线性插值法对第k+2时刻有功功率进行估算，给出αβ坐标系下控制电压矢 量的表达式；

步骤5：将直流侧上下电容电压差值V_cp-V_cn导入PI控制器中得到中位点平衡信号r，并将负载 电压V_dc(k)＝V_cp+V_cn导入到外环电压PI控制器得到有功功率给定值p_ref；

步骤6：将步骤3中计算得到的两相静止坐标系下的瞬时功率导入到步骤4所建立的预测直 接功率模型，计算出控制电压矢量v_α、v_β；

步骤7：将步骤5中的中位点平衡信号r及步骤6计算所得的控制电压矢量v_α、v_β导入到 SVPWM中，得到三相Vienna整流器功率开关管控制信息，控制开关管动作。

步骤1中e_a、e_b、e_c为三相静止坐标系下的电网电压；i_a、i_b、i_c为三相静止坐标系下的电感 电流；S_a、S_b、S_c为Vienna整流器的开关函数；e_α、e_β、i_α、i_β为两相静止坐标系下的交流侧 电压与电感电流；

假设系统三相对称，三相Vienna整流器在abc静止坐标系下的数学模型为

其中，e_abc、i_abc、V_abc分别为三相电网电压、交流侧输入电流、开关管两端电压，L为网侧滤波 电感，R为网侧等效电阻；利用坐标变换技术，可得两相静止αβ坐标系下的数学模型为

其中，e_αβ、i_αβ、V_αβ分别为两相静止αβ坐标系下三相电网电压、交流侧输入电流、开关管两端 电压，L、R分别网侧滤波电抗器的电感、等效电阻；

对于三相Vienna整流器的每个桥臂而言，开关管两端电压V_abc可有V_dc、0、-V_dc/2三种电平状态， 定义对应的开关状态为S_a、S_b、S_c∈{1,0,-1}，根据电压矢量V_αβ与直流侧电压及开关状态之间的 关系可得：

式中S_a、S_b、S_c分别为abc三桥臂开关管所对应的开关函数；根据虚拟磁链的定义ψ＝∫Edt，并 忽略交流侧滤波电抗器等效电阻R，对式(2)的方程两边同时积分可得：

式中，ψ_αβ为交流侧电压磁链ψ在αβ坐标系下的分量，L为网侧滤波电感。

所述交叉补偿磁链观测器包括第一滤波单元、第二滤波单元和补偿单元，第一滤波单元、 第二滤波单元的输出作为补偿单元的输入；第一滤波单元包括两个不同截止频率的低通滤波 器，其传递函数分别为其中k₁、k₂和λ为常数，ω_e为滤波器频率，S为拉 布拉斯复变量；第一滤波单元的输出为e_α为第一低通滤波单元的输入 电压；第二滤波单元与第一滤波单元的结构、传递函数相同，第二滤波单元的输出为 e_β为第二低通滤波单元的输入电压；补偿单元的输出为电压磁链ψ_α、 ψ_β，其中ψ_α＝ψ′_α(1-k₁k₂)+ψ′_β(k₁+k₂)，ψ_β＝ψ′_β(1-k₁k₂)-ψ′_α(k₁+k₂)。

步骤3中e_αβ、i_αβ、V_αβ分别为两相静止αβ坐标系下三相电网电压、交流侧输入电流、开关管 两端电压；ω_c为滤波器截止频率；T_s为采样周期，k为采样次数；ψ_αβ为交流侧电压磁链ψ在αβ 坐标系下的分量；

将积分器的输出通过一个高通滤波器，将积分模块与高通滤波模块合并可得

式中，ψ_αo为电压e_α经一阶低通滤波器所得到的磁链值，e_α为电网电压的α轴分量；

将式(5)离散化得

化简式(6)可得

由式(6)、(7)可知λ₂＜1，当k→∞时，即系统处于稳定状态时有：

由式(8)可知，采用一阶低通滤波算法能有效解决磁链观测器的积分初值问题，但由于测 量噪声和误差所产生的直流分量未完全消除，只是将直流分量缩减为原来的1/ω_c；

将输入信号通过两个截止频率完全不同的低通滤波器，然后将输出磁链相减，达到消除 直流分量及积分初值的目的，其传递函数为：

式中k₁、k₂和λ为常数，ω_e为滤波器频率；令e＝Asin(ω_et+γ)+N和λk₁-λk₂＝1，将式(9)离散化， 当系统处于稳定状态时有

从上式可知，双低通法可以同时解决积分初值和直流分量问题，但消除直流分量的同时 也带来幅值衰减与相位偏移的问题，为此对其结果进行补偿；将E＝jω_eψ代入式(9)可得，带 补偿的改进虚拟磁链算法：

式中，ψ′_α、ψ′_β分别为补偿前αβ坐标系下的虚拟磁链值；在稳态条件下，忽略电网侧滤波电抗 器的等效电阻R的影响，三相Vienna整流器系统交流侧瞬时有功功率p和无功功率q在αβ坐 标系下为

式中，p、q分别为交流侧瞬时有功功率、无功功率，ω为虚拟磁链ψ的角频率。

步骤4中，p(k)、q(k)分别为第k采样时刻的瞬时有功和无功功率；T_S为一个采样周期时 间；为αβ坐标系下电网电压估算值；根据式(1)对电网电压估算，即利用整流器开关管 两端电压加上滤波器上的电压降，但滤波电感电压包含电流的微分，导致计算结果引入了噪 声，影响计算精度；因此采用以瞬时功率为中间变量的电压估算方法，根据电网电压与功率 关系可得

其中，为αβ坐标系下电网电压估算值；由于采样频率远大于电网频率，因此在一个采 样周期内电网电压为定值；根据式(13)有

利用正向一阶前向差分法对式(1)进行离散化，代入式(14)可得

求解式(15)可得

式中， 为电网电压矢量幅值；

在实际系统中，由于控制延时的影响，导致在一个采样周期内控制电压矢量未被完全执 行；在一个开关周期内由于控制延时的影响，第k采样周期内的控制电压矢量未被执行，而 第k+1采样周期仍使用上一周期的控制矢量，导致瞬时功率不能精确跟踪功率给定值，存在 预测误差；为减小控制延时的影响，改进无差拍算法对k+2时刻的功率进行预测，并引入拉 格朗日线性插值法对k+2时刻功率进行估算，提高了系统网侧功率预测精度；将式(15)向后 推算一步，可得到k+2时刻的功率预测值为

将式(15)代入式(17)，并化简可得

在k时刻或之前时刻的瞬时有功功率给定值由外环电压PI控制器输出决定；第k+2时刻 有功功率参考值，可用k时刻之前的给定值线性表示，其n阶离散表达式为

P^*(k+2)＝a₀P^*(k)+a₁P^*(k-1)+...+a_nP^*(k-n) (20)

则n阶预测表达式为

经过综合计算并考虑控制的实时性，采用2阶插值法来预测参考有功功率值

P^*(k+2)＝6P^*(k)-8P^*(k-1)+3P^*(k-2) (22)

将式(22)代入式(18)，可得

式(23)即为无差拍预测直接功率控制模型。

本发明的有益效果：

1)该方法无需同步旋转坐标变换和锁相环技术，直接在两相静止坐标系下实现对整流器有功、 无功功率的独立控制；

2)电网不平衡、畸变、谐波含量较大的情况下，依然能达到较好的控制效果；

3)引入拉格朗日线性插值法对k+2时刻有功、无功功率的给定值进行估算，有效消除了因步 长延时引起的功率误差；

4)使系统运行于单位功率因数状态下且电流波形正弦化高；

5)使系统发生负载突变后，电流能快速达到新的稳定状态，具有较快的动态响应速度。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

图1为三相Vienna整流器预测直接功率控制结构框图。

图2为三相Vienna整流器拓扑结构示意图。

图3为改进虚拟磁链观测器示意图。

图4为开关管控制延时示意图。

图5为A相电网电压和电流波形图。

图6为直流侧总电压、上下电容电压波形图。

图7为有功功率p和无功功率q波形图。

具体实施方式

如图1-3所示，基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法，具体包括以 下步骤，

步骤1：基于基尔霍夫定律及坐标变换技术建立αβ坐标系下三相Vienna整流器的数学模型； 步骤2：通过电流表及电压表测量交流侧输入电流i_{x(x＝a、b、c)}、直流侧上下电容电压V_cp、V_cn以及 负载电压V_dc；并将所测得的abc坐标系下的交流侧电感电流经坐标变换得到αβ坐标系下的 电流i_α、i_β；

步骤3：采用交叉补偿磁链观测器，建立三相Vienna整流器在两相静止坐标系下的功率模型； 步骤4：在三相电路瞬时有功和无功功率原理的基础上，建立无差拍预测直接功率控制模型， 并结合拉格朗日线性插值法对第k+2时刻有功功率进行估算，给出αβ坐标系下控制电压矢 量的表达式；

步骤5：将直流侧上下电容电压差值V_cp-V_cn导入PI控制器中得到中位点平衡信号r，并将负载 电压V_dc(k)＝V_cp+V_cn导入到外环电压PI控制器得到有功功率给定值p_ref；

步骤6：将步骤3中计算得到的两相静止坐标系下的瞬时功率导入到步骤4所建立的预测直 接功率模型，计算出控制电压矢量v_α、v_β；

步骤7：将步骤5中的中位点平衡信号r及步骤6计算所得的控制电压矢量v_α、v_β导入到 SVPWM中，得到三相Vienna整流器功率开关管控制信息，控制开关管动作。

步骤1中e_a、e_b、e_c为三相静止坐标系下的电网电压；i_a、i_b、i_c为三相静止坐标系下的电感 电流；S_a、S_b、S_c为Vienna整流器的开关函数；e_α、e_β、i_α、i_β为两相静止坐标系下的交流侧 电压与电感电流；假设系统三相对称，三相Vienna整流器在abc静止坐标系下的数学模型为

其中，e_abc、i_abc、V_abc分别为三相电网电压、交流侧输入电流、开关管两端电压，L为网侧滤波 电感，R为网侧等效电阻；利用坐标变换技术，可得两相静止αβ坐标系下的数学模型为

其中，e_αβ、i_αβ、V_αβ分别为两相静止αβ坐标系下三相电网电压、交流侧输入电流、开关管两端 电压，L、R分别网侧滤波电抗器的电感、等效电阻。

对于三相Vienna整流器的每个桥臂而言，开关管两端电压V_abc可有V_dc、0、-V_dc/2三种电平状 态，定义对应的开关状态为S_a、S_b、S_c∈{1,0,-1}，根据电压矢量V_αβ与直流侧电压及开关状态之 间的关系可得：

式中S_a、S_b、S_c分别为abc三桥臂开关管所对应的开关函数。

根据虚拟磁链的定义ψ＝∫Edt，并忽略交流侧电抗器等效电阻R，对式(2)的方程两边同时 积分可得：

式中，ψ_αβ为交流侧电压磁链ψ在αβ坐标系下的分量，L为网侧滤波电感。

如图3所示，所述交叉补偿磁链观测器包括第一滤波单元、第二滤波单元和补偿单元， 第一滤波单元、第二滤波单元的输出作为补偿单元的输入；第一滤波单元包括两个不同截止 频率的低通滤波器，其传递函数分别为其中k₁、k₂和λ为常数，ω_e为滤波 器频率，S为拉布拉斯复变量；第一滤波单元的输出为e_α为第一低通 滤波单元的输入电压；第二滤波单元与第一滤波单元的结构、传递函数相同，第二滤波单元 的输出为e_β为第二低通滤波单元的输入电压；补偿单元的输出为电压 磁链ψ_α、ψ_β，其中ψ_α＝ψ′_α(1-k₁k₂)+ψ′_β(k₁+k₂)，ψ_β＝ψ′_β(1-k₁k₂)-ψ′_α(k₁+k₂)。

步骤3中e_αβ、i_αβ、V_αβ分别为两相静止αβ坐标系下三相电网电压、交流侧输入电流、开关管 两端电压；ω_c为滤波器截止频率；T_s为采样周期，k为采样次数；ψ_αβ为交流侧电压磁链ψ在αβ 坐标系下的分量。

将积分器的输出通过一个高通滤波器，将积分模块与高通滤波模块合并可得

式中，ψ_αo为电压e_α经一阶低通滤波器所得到的磁链值，e_α为电网电压的α轴分量；

将式(5)离散化得

化简式(6)可得

由式(6)、(7)可知λ₂＜1，当k→∞时，即系统处于稳定状态时有：

由式(8)可知，采用一阶低通滤波算法能有效解决磁链观测器的积分初值问题，但由于测量噪 声和误差所产生的直流分量未完全消除，只是将直流分量缩减为原来的1/ω_c。

将输入信号通过两个截止频率完全不同的低通滤波器，然后将输出磁链相减，达到消除 直流分量及积分初值的目的，其传递函数为：

式中k₁、k₂和λ为常数，ω_e为滤波器频率；令e＝Asin(ω_et+γ)+N和λk₁-λk₂＝1，将式(9)离散化， 当系统处于稳定状态时有

从上式可知，双低通法可以同时解决积分初值和直流分量问题，但消除直流分量的同时 也带来幅值衰减与相位偏移的问题，为此对其结果进行补偿；

将E＝jω_eψ代入式(9)可得，带补偿的改进虚拟磁链算法：

式中，ψ′_α、ψ′_β分别为补偿前αβ坐标系下的虚拟磁链值。

在稳态条件下，忽略电网侧滤波电抗器的等效电阻R的影响，三相Vienna整流器系统交 流侧瞬时有功功率p和无功功率q在αβ坐标系下为

式中，p、q分别为交流侧瞬时有功功率、无功功率，ω为虚拟磁链ψ的角频率。

步骤4中，p(k)、q(k)分别为第k采样时刻的瞬时有功和无功功率；T_S为一个采样周期时 间；为αβ坐标系下电网电压估算值。

根据式(1)对电网电压估算，即利用整流器开关管两端电压加上滤波器的电压降，但滤波 电感电压包含电流的微分，导致计算结果引入了噪声，影响计算精度；因此采用以瞬时功率 为中间变量的电压估算方法，根据电网电压与功率关系可得

其中，为αβ坐标系下电网电压估算值；由于采样频率远大于电网频率，因此在一个采 样周期内电网电压为定值；根据式(13)有

利用正向一阶前向差分法对式(1)进行离散化，代入式(14)可得

求解式(15)可得

式中， 为电网电压矢量幅值。

在实际系统中，由于控制延时的影响，导致在一个采样周期内控制电压矢量未被完全执 行；在一个开关周期内由于控制延时的影响，第k采样周期内的控制电压矢量未被执行，而 第k+1采样周期仍使用上一周期的控制矢量，导致瞬时功率不能精确跟踪功率给定值，存在 预测误差；为减小控制延时的影响，改进无差拍算法对k+2时刻的功率进行预测，并引入拉 格朗日线性插值法对k+2时刻功率进行估算，提高了系统网侧功率预测精度；将式(15)向后 推算一步，可得到k+2时刻的功率预测值为

将式(15)代入式(17)，并化简可得

在k时刻或之前时刻的瞬时有功功率给定值由外环电压PI控制器输出决定；第k+2时刻 有功功率参考值，可用k时刻之前的给定值线性表示，其n阶离散表达式为

P^*(k+2)＝a₀P^*(k)+a₁P^*(k-1)+...+a_nP^*(k-n) (20)

则n阶预测表达式为

经过综合计算并考虑控制的实时性，采用2阶插值法来预测参考有功功率值

P^*(k+2)＝6P^*(k)-8P^*(k-1)+3P^*(k-2) (22)

将式(22)代入式(18)，可得

式(23)即为无差拍预测直接功率控制模型。

基于虚拟磁链的直接功率控制算法通过磁链观测器估算网侧电压相位信息以及系统瞬时 功率，实现对整流器控制。与传统直接功率控制算法相比，不仅省去交流侧电网电压传感器， 而且有效抑制了电网不平衡、畸变及谐波对系统的干扰。传统虚拟直接功率控制算法利用一 阶低通滤波器取代积分器虽消除了积分运算，但直流分量依然存在。

为此本发明采用改进的虚拟磁链观测器对系统进行控制，其控制模型框图如图1所示。 首先根据式(3)、交叉补偿观测器及交流侧电流i_α、i_β估算电网虚拟磁链ψ_eα、ψ_eβ；然后根据αβ坐 标系下的瞬时功率公式计算当前时刻的瞬时有功、无功功率，并利用多步预测和拉格朗日线 性差值法消除控制延时所带来的预测误差；最后利用无差拍预测控制算法计算控制电压矢量 V_α、V_β实现整流器控制。

三相三电平Vienna整流器主电路如图2所示。其由电网三相电源e_a、e_b、e_c，网侧滤波电 感L_a、L_b、L_c及其等效电阻R_a、R_b、R_c，半导体开关管S_a、S_b、S_c，低损耗碳化硅二极管 D_a1～D_a4、D_b1～D_b4、D_c1～D_c4、D_ap～D_cp、D_an～D_cn，直流母线滤波电容C_p、C_n和直流侧负载电 阻R_L组成。三相整流器交流侧相电压V_abc可输出为V_Cp、0、-V_Cn，直流侧中点电位稳定时有 V_Cp＝V_Cn＝V_dc/2。

在实际系统中，由于控制延时的影响，导致在一个采样周期内控制电压矢量未被完全执 行。如图4所示，在一个开关周期内由于控制延时的影响，第k采样周期内的控制电压矢量 (110,000)未被执行，而第k+1采样周期仍使用上一周期的控制矢量，导致瞬时功率不能精确 跟踪功率给定值，存在预测误差。为减小控制延时的影响，改进无差拍算法对k+2时刻的功 率进行预测，并引入拉格朗日线性插值法对k+2时刻功率进行估算，提高了系统网侧功率预 测精度。

三电平变换器的脉宽调制方法主要有SVPWM(Space Vector Pulse WidthModulation空间 矢量脉宽调制)与SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation正弦脉宽调制)两种，SVPWM 可以利用最小电压矢量冗余对控制直流侧电压以及减小开关动作次数(与传统SPWM相比开 关次数减少1/3)降低开关损耗，因其具有较高的直流侧电压利用率(与传统SPWM相比提高 15％)、输出电流谐波含量低及算法简单易实现等优点受到广泛的应用和推广。本发明采用空 间矢量脉宽调制方法获得Vienna整流器开关管控制信号，控制开关管动作。

在Matlab/Simulink软件搭建三相Vienna整流器的仿真模型，其参数如下：三相电压的有 效值为220V/50HZ，输出直流电压为650V，开关频率为20kHz，三相输入电感 L_a＝L_b＝L_c＝L＝4mH，两个输出电容C_p、C_n为1500μF，交流侧线路电阻 R_a＝R_b＝R_c＝R＝0.1Ω，外环电压PI控制器参数为：比例系数k_p＝0.5、积分系数k_i＝30。

图5为电网A相电压电流波形图，其中电流波形放大五倍，电压电流在过零点相交，系 统运行于单位功率因数状态下且电流波形正弦化高，当系统发生负载突变后，电流能快速达 到新的稳定状态，具有较快的动态响应速度。

图6为直流侧电压波形图，负载电压超调量小，仅为7V，直流侧母线电压被控制在参考 值650V，直流侧电压进入稳定状态所需时间短，约0.01s；由上下电容电压放大图，当系统 负载突变时，直流母线电压仅需0.004s恢复稳定状态。

图7为有功功率p和无功功率q波形，当系统在0.1s时发生负载突变，额定有功功率从 10kW升至12kW，有功和无功功率始终与预测值保持一致且达到稳定状态所需时间短，动态 响应速度快，系统功率因数为1。

Claims (5)

1.基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法，其特征在于，具体包括以下步骤，

步骤1：基于基尔霍夫定律及坐标变换技术建立αβ坐标系下三相Vienna整流器的数学模型；

步骤2：通过电流表及电压表测量交流侧输入电流i_{x(x＝a、b、c)}、直流侧上下电容电压V_cp、V_cn以及负载电压V_dc；并将所测得的abc坐标系下的交流侧电感电流经坐标变换得到αβ坐标系下的电流i_α、i_β；

步骤3：采用交叉补偿磁链观测器，建立三相Vienna整流器在两相静止坐标系下的功率模型；

步骤4：在三相电路瞬时有功和无功功率原理的基础上，建立无差拍预测直接功率控制模型，并结合拉格朗日线性插值法对第k+2时刻有功功率进行估算，给出αβ坐标系下控制电压矢量的表达式；

步骤5：将直流侧上下电容电压差值V_cp-V_cn导入PI控制器中得到中位点平衡信号r，并将负载电压V_dc(k)＝V_cp+V_cn导入到外环电压PI控制器得到有功功率给定值p_ref；

步骤6：将步骤3中计算得到的两相静止坐标系下的瞬时功率导入到步骤4所建立的预测直接功率模型，计算出控制电压矢量v_α、v_β；

步骤7：将步骤5中的中位点平衡信号r及步骤6计算所得的控制电压矢量v_α、v_β导入到SVPWM中，得到三相Vienna整流器功率开关管控制信息，控制开关管动作。

2.根据权利要求1所述的基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法，其特征在于，步骤1中e_a、e_b、e_c为三相静止坐标系下的电网电压；i_a、i_b、i_c为三相静止坐标系下的电感电流；S_a、S_b、S_c为Vienna整流器的开关函数；e_α、e_β、i_α、i_β为两相静止坐标系下的交流侧电压与电感电流；

假设系统三相对称，三相Vienna整流器在abc静止坐标系下的数学模型为

其中，e_abc、i_abc、V_abc分别为三相电网电压、交流侧输入电流、三相开关管两端电压，L为网侧滤波电感，R为网侧等效电阻；利用坐标变换技术，可得两相静止αβ坐标系下的数学模型为

其中，e_αβ、i_αβ、V_αβ分别为两相静止αβ坐标系下三相电网电压、交流侧输入电流、开关管两端电压，L、R分别网侧滤波电抗器的电感、等效电阻；

对于三相Vienna整流器的每个桥臂而言，开关管两端电压V_abc可有V_dc、0、-V_dc/2三种电平状态，定义对应的开关状态为S_a、S_b、S_c∈{1,0,-1}，根据电压矢量V_αβ与直流侧电压及开关状态之间的关系可得：

式中S_a、S_b、S_c分别为abc三桥臂开关管所对应的开关函数；S_a、S_b、S_c∈{1,0,-1}

根据虚拟磁链的定义ψ＝∫Edt，并忽略交流侧滤波电抗器等效电阻R，对式(2)的方程两边同时积分可得：

式中，ψ_αβ为交流侧电压磁链ψ在αβ坐标系下的分量，L为网侧滤波电感。

3.根据权利要求2所述的基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法，其特征在于，所述交叉补偿磁链观测器包括第一滤波单元、第二滤波单元和补偿单元，第一滤波单元、第二滤波单元的输出作为补偿单元的输入；第一滤波单元包括两个不同截止频率的低通滤波器，其传递函数分别为其中k₁、k₂和λ为常数，ω_e为滤波器频率，S为拉布拉斯复变量；第一滤波单元的输出为e_α为第一低通滤波单元的输入电压；第二滤波单元与第一滤波单元的结构、传递函数相同，第二滤波单元的输出为e_β为第二低通滤波单元的输入电压；补偿单元的输出为电压磁链ψ_α、ψ_β，其中ψ_α＝ψ′_α(1-k₁k₂)+ψ′_β(k₁+k₂)，ψ_β＝ψ′_β(1-k₁k₂)-ψ′_α(k₁+k₂)。

4.根据权利要求3所述的基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法，其特征在于，步骤3中e_αβ、i_αβ、V_αβ分别为两相静止αβ坐标系下三相电网电压、交流侧输入电流、开关管两端电压；ω_c为滤波器截止频率；T_s为采样周期，k为采样次数；ψ_αβ为交流侧电压磁链ψ在αβ坐标系下的分量；

将积分器的输出通过一个高通滤波器，将积分模块与高通滤波模块合并可得

式中，ψ_αo为电压e_α经一阶低通滤波器所得到的磁链值，e_α为电网电压的α轴分量；

将式(5)离散化得

化简式(6)可得

由式(6)、(7)可知λ₂＜1，当k→∞时，即系统处于稳定状态时有：

由式(8)可知，采用一阶低通滤波算法能有效解决磁链观测器的积分初值问题，但由于测量噪声和误差所产生的直流分量未完全消除，只是将直流分量缩减为原来的1/ω_c；

将输入信号通过两个截止频率完全不同的低通滤波器，然后将输出磁链相减，达到消除直流分量及积分初值的目的，其传递函数为：

式中k₁、k₂和λ为常数，ω_e为滤波器频率；令e＝Asin(ω_et+γ)+N和λk₁-λk₂＝1，将式(9)离散化，当系统处于稳定状态时有

从上式可知，双低通法可以同时解决积分初值和直流分量问题，但消除直流分量的同时也带来幅值衰减与相位偏移的问题，为此对其结果进行补偿；

将E＝jω_eψ代入式(9)可得，带补偿的改进虚拟磁链算法：

式中，ψ′_α、ψ′_β分别为补偿前αβ坐标系下的虚拟磁链值；

在稳态条件下，忽略电网侧滤波电抗器的等效电阻R的影响，三相Vienna整流器系统交流侧瞬时有功功率p和无功功率q在αβ坐标系下为：

式中，p、q分别为交流侧瞬时有功功率、无功功率，ω为虚拟磁链ψ的角频率。

5.根据权利要求4所述的基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法，其特征在于，步骤4中，p(k)、q(k)分别为第k采样时刻的瞬时有功和无功功率；T_S为一个采样周期时间；为αβ坐标系下电网电压估算值；

根据式(1)对电网电压估算，即利用整流器开关管两端电压加上滤波器上的电压降，但滤波电感电压包含电流的微分，导致计算结果引入了噪声，影响计算精度；因此采用以瞬时功率为中间变量的电压估算方法，根据电网电压与功率关系可得

其中，为αβ坐标系下电网电压估算值；

由于采样频率远大于电网频率，因此在一个采样周期内电网电压为定值；根据式(13)有

利用正向一阶前向差分法对式(1)进行离散化，代入式(14)可得

求解式(15)可得

式中， 为电网电压矢量幅值；

为减小控制延时的影响，改进无差拍算法对k+2时刻的功率进行预测，并引入拉格朗日线性插值法对k+2时刻功率进行估算，提高系统网侧功率预测精度；

将式(15)向后推算一步，可得到k+2时刻的功率预测值为

将式(15)代入式(17)，并化简可得

在k时刻或之前时刻的瞬时有功功率给定值由外环电压PI控制器输出决定；第k+2时刻有功功率参考值，可用k时刻之前的给定值线性表示，其n阶离散表达式为

P^*(k+2)＝a₀P^*(k)+a₁P^*(k-1)+...+a_nP^*(k-n) (20)

则n阶预测表达式为

经过综合计算并考虑控制的实时性，采用2阶插值法来预测参考有功功率值

P^*(k+2)＝6P^*(k)-8P^*(k-1)+3P^*(k-2) (22)

将式(22)代入式(18)，可得

式(23)即为无差拍预测直接功率控制模型。