CN112701939B - Vienna整流器电流预测控制方法 - Google Patents
Vienna整流器电流预测控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN112701939B CN112701939B CN202011416472.7A CN202011416472A CN112701939B CN 112701939 B CN112701939 B CN 112701939B CN 202011416472 A CN202011416472 A CN 202011416472A CN 112701939 B CN112701939 B CN 112701939B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- moment
- current
- coordinate system
- vienna rectifier
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 25
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 34
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 19
- 230000009471 action Effects 0.000 claims abstract description 18
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 claims abstract description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 18
- 239000000126 substance Substances 0.000 claims description 11
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 9
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 6
- 230000003068 static effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000005611 electricity Effects 0.000 claims 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/2176—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
本发明公开了一种VIENNA整流器电流预测控制方法，步骤如下：首先将电路的离散化数学模型作为电路在k+1时刻的预测模型，再往前预测一拍得到电路在k+2时刻的预测模型，由k+2时刻的模型得到参考电压矢量在αβ坐标系下的分量；然后根据三相电流极性判断最优开关序列所在的扇区，由目标函数1最小化得到最优开关序列所在的小三角形区域；由于在一个采样周期内使用三种开关状态，对目标函数2求导并令导数为0，求出三种开关状态的作用时间；对VIENNA整流器进行中点电位控制，选取使目标函数3的值最小的开关序列作为下一时刻的最优开关序列。相比于功率预测，本方法具有频率恒定，网侧电流谐波含量更低与中点电压波动小的优点。
Description
技术领域
本发明涉及VIENNA整流器控制技术领域，具体涉及一种VIENNA 整流器电流预测控制方法。
背景技术
三相VIENNA整流器是一种应用前景广泛的功率因数校正器，因其电路结构简单、开关器件数量少、输入电流谐波含量低、高效率、高功率密度等优点，成为了国内外研究的热点，并且在新能源系统，电动汽车领域、通信电源、风力发电等大功率场合被广泛应用。传统的VIENNA整流器功率预测控制方法存在中点电位不平衡、开关频率不固定以及系统计算、采样延时等问题。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有功率预测控制技术中的上述缺陷，提供一种VIENNA整流器电流预测控制方法。
本发明的目的可以通过采取如下技术方案达到：
一种VIENNA整流器电流预测控制方法，该VIENNA整流器电路包括3组反向串联的MOS管、6个单相二极管、3个滤波电感、3个输入电阻、2个电容C1和C2以及电阻R0，该VIENNA整流器电路的输出侧由 2个串联的电容C1和C2与电阻R0并联构成，其中每两个单相二极管串联后进行并联构成第一桥臂、第二桥臂以及第三桥臂；三组桥臂的中点分别与一组反向串联的MOS管连接，3组反向串联的MOS管的另一端与输出侧串联的电容C1和电容C2的中点连接；A、B、C三相输入电压分别与一个串联滤波电感和输入电阻的一端相连，串联的滤波电感与输入电阻的另一端与分别与每个桥臂的中点相连，所述的控制方法包括下列步骤：
S1、将VIENNA整流器电路的离散化数学模型作为电路在k+1时刻的预测模型，再往前预测一拍得到电路在k+2时刻的预测模型，由k+2时刻的模型得到参考电压矢量在αβ坐标系下的分量；
S2、根据三相电流极性判断最优开关序列所在的扇区，由目标函数1 最小化得到最优开关序列所在的小三角形区域；
S3、由于在一个采样周期内使用三种开关状态，对目标函数2求导并令导数为0，求出三种开关状态的作用时间；
S4、对VIENNA整流器进行中点电位控制，选取使目标函数3的值最小的开关序列作为下一时刻的最优开关序列。
进一步地，所述的步骤S1中，计算k+1时刻网侧电压值和网侧电流电路的过程如下：
首先列写电路微分方程如下：
其中，Eα、Eβ分别为静止坐标下电网α、β轴分量，iα、iβ为αβ坐标系下的电网电流分量，Uα、Uβ分别为αβ坐标系下的VIENNA整流器桥臂中点电压， L为输入侧滤波电感，R为输入侧电阻；
将式(A)离散化后得到
其中，iα(k+1)、iβ(k+1)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下k+1时刻的分量值；Eα(k)、Eβ(k)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压k 时刻的值；Uα(k)、Uβ(k)是αβ坐标系下的VIENNA整流器桥臂k时刻中点电压；iα(k)、iβ(k)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下k时刻的分量值； Ts为采样周期；
假设选定的最优电压矢量在k+1时刻被应用，则必须向前预测一步得到k+2时刻的电流为：
其中，iα(k+2)、iβ(k+2)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下k+2时刻的分量值；Eα(k+1)、Eβ(k+1)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压k+1时刻的值；Uα(k+1)、Uβ(k+1)是αβ坐标系下的VIENNA整流器桥臂k+1 时刻中点电压；iα(k+1)、iβ(k+1)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下 k+1时刻的分量值；
由式(C)可得参考电压矢量在αβ坐标系下的分量为：
其中，
是αβ坐标系下的VIENNA整流器桥臂k+1时刻参考电压矢量；
假设在k+2时刻电流跟踪k时刻的给定值，即：
其中，
分别为αβ坐标系下的VIENNA整流器k时刻的电流参考值；
基于拉格朗日插值定理，可得k+1时刻网侧电压值和网侧电流为：
其中，Eα(k-1)、Eβ(k-1)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压 k-1时刻的值；Eα(k-2)、Eβ(k-2)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压k-2时刻的值；iα(k-1)、iβ(k-1)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电流k-1时刻的值；iα(k-2)、iβ(k-2)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电流k-2时刻的值。
进一步地，所述的步骤S2中，由目标函数1最小化得到最优开关序列所在的小三角形区域的过程如下：
根据电流极性将电压矢量平面划分为6个扇形，对三相输入电流进行采样，从而确定开关序列所在的扇形位置，假设k时刻电流极性为(+--)，即最优开关序列落在扇区Ⅰ，将扇区Ⅰ划分为6个小三角形，每个三角形包含三种电压矢量；
对每个小三角形求出其中心矢量，利用中心矢量与参考电压之差的模最小确定最优开关序列所在的小三角形位置，定义选择最优开关序列对应的小三角形的目标函数1为：
其中，
其中，v1(vlα1+jvlβ1),v2(vlα2+jvlβ2),v3(vlα3+jvlβ3)为小三角形内开关序列对应的输出电压矢量，l为小三角形位置，l＝1、2、3、4、5、6，每个小三角形包含两种极性的电压开关序列(Vp1,Vp2,Vp3),(Vn1,Vn2,Vn3)。
进一步地，所述的步骤S3中，求3种开关状态对应的作用时间的过程如下：
每种电压矢量所对应的电流变化率为：
其中，fαi、fβi分别为第i个αβ坐标系下电流变化率，i＝1,2,3；Uαi、Uβi分别为第i个αβ坐标系下桥臂中点电压；
一个开关周期结束后，电流误差的误差为：
其中，
为控制周期结束时的给定电流参考值；eα、eβ分别为k时刻电流采样值与k+1时刻电流参考值之差；e'α、e'β分别为k时刻电流采样值与k+1时刻电流误差的误差；ti为第i个开关状态的作用时间；
定义目标函数2：
g'＝(e'α)2+(e'β)2 (M)
将目标函数2分别对t1、t2求导并令其导数为0，可求得令目标函数最小时的电压矢量序列的最佳作用时间t1、t2、t3，
式中：F＝(fβ2-fβ3)fα1+(fβ3-fβ1)fα2+(fβ1-fβ2)fα3 (O)。
进一步地，所述的步骤S4中，求最优开关序列的过程如下：
在电压开关序列作用下，k+1时刻中点电压偏移量为：
其中，Δuc(k+1)是上下两电容k+1时刻的电压差；SiA、SiB、SiC为ti时间内的A、B、C三相桥臂的开关状态；iA、iB、 iC分别为A、B、C三相输入电流；Δuc(k)是上下两电容k时刻的电压差；
定义VIENNA整流器恒定开关频率的电流预测控制的目标函数3为：
将两种开关序列(Vp1,Vp2,Vp3),(Vn1,Vn2,Vn3)以及对应的每种开光状态的最优作用时间(t1,t2,t3)带入式(Q)，得到令J”最小的最优开关序列。
本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：
传统的三相VIENNA整流器控制方法存在中点电位不平衡、开关频率不固定以及系统计算、采样延时等问题。而本发明提出的电流预测控制考虑了采样延时的影响，减少了计算机计算量，实现了定频控制以及中点电位平衡控制。
附图说明
图1是本发明实施例中VIENNA整流器电路图；
图2是本发明实施例中公开的VIENNA整流器电流预测控制方法的流程图；
图3是本发明实施例中功率预测控制仿真波形图；
图4是本发明实施例中电流预测控制仿真波形图；
图5是本发明实施例中功率预测控制电流谐波图；
图6是本发明实施例中电流预测控制电流谐波图；
图7是本发明实施例中功率预测控制电容电压差图；
图8是本发明实施例中电流预测控制电容电压差图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例
图1是VIENNA整流器电路图，该VIENNA整流器电路包括3组反向串联的MOS管、6个单相二极管、3个滤波电感、3个输入电阻、2个电容C1和C2以及电阻R0，该VIENNA整流器电路的输出侧由2个串联的电容C1和C2与电阻R0并联构成，其中每两个单相二极管串联后进行并联构成第一桥臂、第二桥臂以及第三桥臂；三组桥臂的中点分别与一组反向串联的MOS管连接，3组反向串联的MOS管的另一端与输出侧串联的电容C1和电容C2的中点连接；A、B、C三相输入电压分别与一个串联滤波电感和输入电阻的一端相连，串联的滤波电感与输入电阻的另一端与分别与每个桥臂的中点相连，根据图2的VIENNA整流器电流预测控制方法的流程图，将控制方法的过程分为如下4步：
步骤T1、将电路的离散化数学模型作为电路在k+1时刻的预测模型，再往前预测一拍得到电路在k+2时刻的预测模型，由k+2时刻的模型得到参考电压矢量在αβ坐标系下的分量，计算k+1时刻网侧电压值和网侧电流电路，
首先列写电路微分方程如下：
其中，Eα、Eβ分别为静止坐标下电网α、β轴分量，iα、iβ为αβ坐标系下的电网电流分量，Uα、Uβ分别为αβ坐标系下的整流器桥臂中点电压，L为输入侧滤波电感，R为输入侧电阻。
将式(A)离散化后得到
其中，iα(k+1)、iβ(k+1)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下k+1时刻的分量值；Eα(k)、Eβ(k)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压k 时刻的值；Uα(k)、Uβ(k)是αβ坐标系下的整流器桥臂k时刻中点电压；iα(k)、iβ(k)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下k时刻的分量值；Ts为采样周期。
假设选定的最优电压矢量在k+1时刻被应用，则必须向前预测一步得到k+2时刻的电流为：
其中，iα(k+2)、iβ(k+2)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下k+2时刻的分量值；Eα(k+1)、Eβ(k+1)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压k+1时刻的值；Uα(k+1)、Uβ(k+1)是αβ坐标系下的VIENNA整流器桥臂k+1 时刻中点电压；iα(k+1)、iβ(k+1)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下 k+1时刻的分量值；
由式(C)可得参考电压矢量在αβ坐标系下的分量为：
其中，
是αβ坐标系下的VIENNA整流器桥臂k+1时刻参考电压矢量。
假设在k+2时刻电流跟踪k时刻的给定值，即：
其中，
分别为αβ坐标系下的VIENNA整流器k时刻的电流参考值。
基于拉格朗日插值定理，可得k+1时刻网侧电压值和网侧电流为：
其中，Eα(k-1)、Eβ(k-1)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压 k-1时刻的值；Eα(k-2)、Eβ(k-2)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压k-2时刻的值；iα(k-1)、iβ(k-1)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电流k-1时刻的值；iα(k-2)、iβ(k-2)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电流k-2时刻的值。
步骤T2、根据三相电流极性判断最优开关序列所在的扇区，由目标函数1最小化得到最优开关序列所在的小三角形区域。
根据电流极性将电压矢量平面划分为6个扇形，对三相输入电流进行采样，从而确定开关序列所在的扇形位置。假设k时刻电流极性为(+--)，即最优开关序列落在扇区Ⅰ，将扇区Ⅰ划分为6个小三角形，每个三角形包含三种电压矢量。
对每个小三角形求出其中心矢量，利用中心矢量与参考电压之差的模最小确定最优开关序列所在的小三角形位置，定义选择最优开关序列对应的小三角形的目标函数1为：
其中，
其中，v1(vlα1+jvlβ1),v2(vlα2+jvlβ2),v3(vlα3+jvlβ3)为小三角形内开关序列对应的输出电压矢量，l为小三角形位置，l＝1、2、3、4、5、6。每个小三角形包含两种极性的电压开关序列(Vp1,Vp2,Vp3),(Vn1,Vn2,Vn3)。
步骤T3、由于在一个采样周期内使用三种开关状态，对目标函数2求导并令导数为0，求出三种开关状态的作用时间。
每种电压矢量所对应的电流变化率为：
其中，fαi、fβi分别为第i个αβ坐标系下电流变化率，i＝1,2,3；Uαi、Uβi分别为第i个αβ坐标系下桥臂中点电压。
一个开关周期结束后，电流误差的误差为：
其中，
为控制周期结束时的给定电流参考值；eα、eβ分别为k时刻电流采样值与k+1时刻电流参考值之差；e'α、e'β分别为k时刻电流采样值与k+1时刻电流误差的误差；ti为第i个开关状态的作用时间。
定义目标函数2：
g'＝(e'α)2+(e'β)2 (M)
将目标函数2分别对t1、t2求导并令其导数为0，可求得令目标函数最小时的电压矢量序列的最佳作用时间t1、t2、t3。
式中，F＝(fβ2-fβ3)fα1+(fβ3-fβ1)fα2+(fβ1-fβ2)fα3 (O)。
步骤T4、对VIENNA整流器进行中点电位控制，选取使目标函数3 的值最小的开关序列作为下一时刻的最优开关序列。
在电压开关序列作用下，k+1时刻中点电压偏移量为：
其中，Δuc(k+1)是上下两电容k+1时刻的电压差；SiA、SiB、SiC为ti时间内的A、B、C三相桥臂的开关状态；iA、iB、iC分别为A、B、C三相输入电流；Δuc(k)是上下两电容k时刻的电压差。
定义VIENNA整流器恒定开关频率的电流预测控制的目标函数3为：
将两种开关序列(Vp1,Vp2,Vp3),(Vn1,Vn2,Vn3)以及对应的每种开光状态的最优作用时间(t1,t2,t3)带入式(Q)，得到令J”最小的最优开关序列。
实验的VIENNA整流器电路参数如表1所示，
表1.VIENNA整流器电路参数
图3是功率预测控制的仿真波形，对其中的电流波形进行FFT分析得到图5的定频功率预测控制电流谐波图，从图中可以看到电流谐波为 10.23％。
图4是电流预测控制的仿真波形，对其中的电流波形进行FFT分析得到图6的无差拍电流预测控制电流谐波图，从图中可以看到电流谐波为 2.86％。
图7为功率预测控制的电容电压差仿真波形，从图中可以看到电容电压差在0.1V以内。
图8为电流预测控制的电容电压差仿真波形，从图中可以看到电容电压差在0.04V以内。
从上面的实验结果可以看出，本实施例提出的VIENNA整流器电流预测控制方法相比现有的功率预测控制具有更好的谐波抑制效果。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
Claims (1)
1.一种VIENNA整流器电流预测控制方法，该VIENNA整流器电路包括3组反向串联的MOS管、6个单相二极管、3个滤波电感、3个输入电阻、2个电容C1和C2以及电阻R0，该VIENNA整流器电路的输出侧由2个串联的电容C1和C2与电阻R0并联构成，其中每两个单相二极管串联后进行并联构成第一桥臂、第二桥臂以及第三桥臂；三组桥臂的中点分别与一组反向串联的MOS管连接，3组反向串联的MOS管的另一端与输出侧串联的电容C1和电容C2的中点连接；A、B、C三相输入电压分别与一个串联滤波电感和输入电阻的一端相连，串联的滤波电感与输入电阻的另一端与分别与每个桥臂的中点相连，其特征在于，所述的控制方法包括下列步骤：
S1、将VIENNA整流器电路的离散化数学模型作为电路在k+1时刻的预测模型，再往前预测一拍得到电路在k+2时刻的预测模型，由k+2时刻的模型得到参考电压矢量在αβ坐标系下的分量；其中，计算k+1时刻网侧电压值和网侧电流的过程如下：
首先列写电路微分方程如下：
其中，Eα、Eβ分别为静止坐标下电网α、β轴分量，iα、iβ为αβ坐标系下的电网电流分量，Uα、Uβ分别为αβ坐标系下的VIENNA整流器桥臂中点电压，L为输入侧滤波电感，R为输入侧电阻；
将式(A)离散化后得到
其中，iα(k+1)、iβ(k+1)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下k+1时刻的分量值；Eα(k)、Eβ(k)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压k时刻的值；Uα(k)、Uβ(k)是αβ坐标系下的VIENNA整流器桥臂k时刻中点电压；iα(k)、iβ(k)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下k时刻的分量值；Ts为采样周期；
假设选定的最优电压矢量在k+1时刻被应用，则必须向前预测一步得到k+2时刻的电流为：
其中，iα(k+2)、iβ(k+2)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下k+2时刻的分量值；Eα(k+1)、Eβ(k+1)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压k+1时刻的值；Uα(k+1)、Uβ(k+1)是αβ坐标系下的VIENNA整流器桥臂k+1时刻中点电压；iα(k+1)、iβ(k+1)是VIENNA整流器输入电流在αβ坐标系下k+1时刻的分量值；
由式(C)可得参考电压矢量在αβ坐标系下的分量为：
其中，
是αβ坐标系下的VIENNA整流器桥臂k+1时刻参考电压矢量；
假设在k+2时刻电流跟踪k时刻的给定值，即：
其中，
分别为αβ坐标系下的VIENNA整流器k时刻的电流参考值；
基于拉格朗日插值定理，可得k+1时刻网侧电压值和网侧电流为：
其中，Eα(k-1)、Eβ(k-1)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压k-1时刻的值；Eα(k-2)、Eβ(k-2)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电压k-2时刻的值；iα(k-1)、iβ(k-1)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电流k-1时刻的值；iα(k-2)、iβ(k-2)为αβ坐标系下的VIENNA整流器网侧输入电流k-2时刻的值；
S2、根据三相电流极性判断最优开关序列所在的扇区，由目标函数1最小化得到最优开关序列所在的小三角形区域；
S3、由于在一个采样周期内使用三种开关状态，对目标函数2求导并令导数为0，求出三种开关状态的作用时间；
S4、对VIENNA整流器进行中点电位控制，选取使目标函数3的值最小的开关序列作为下一时刻的最优开关序列；
其中，所述的步骤S2中，由目标函数1最小化得到最优开关序列所在的小三角形区域的过程如下：
根据电流极性将电压矢量平面划分为6个扇形，对三相输入电流进行采样，从而确定开关序列所在的扇形位置，假设k时刻电流极性为(+--)，即最优开关序列落在扇区Ⅰ，将扇区Ⅰ划分为6个小三角形，每个三角形包含三种电压矢量；
对每个小三角形求出其中心矢量，利用中心矢量与参考电压之差的模最小确定最优开关序列所在的小三角形位置，定义选择最优开关序列对应的小三角形的目标函数1为：
其中，
其中，v1(vlα1+jvlβ1),v2(vlα2+jvlβ2),v3(vlα3+jvlβ3)为小三角形内开关序列对应的输出电压矢量，l为小三角形位置，l＝1、2、3、4、5、6，每个小三角形包含两种极性的电压开关序列(Vp1,Vp2,Vp3),(Vn1,Vn2,Vn3)；
其中，所述的步骤S3中，求3种开关状态对应的作用时间的过程如下：
每种电压矢量所对应的电流变化率为：
其中，fαi、fβi分别为第i个αβ坐标系下电流变化率，i＝1,2,3；Uαi、Uβi分别为第i个αβ坐标系下桥臂中点电压；
一个开关周期结束后，电流误差的误差为：
其中，
为控制周期结束时的给定电流参考值；eα、eβ分别为k时刻电流采样值与k+1时刻电流参考值之差；e'α、e'β分别为k时刻电流采样值与k+1时刻电流误差的误差；ti为第i个开关状态的作用时间；
定义目标函数2：
g'＝(e'α)2+(e'β)2 (M)
将目标函数2分别对t1、t2求导并令其导数为0，可求得令目标函数最小时的电压矢量序列的最佳作用时间t1、t2、t3，
式中
F＝(fβ2-fβ3)fα1+(fβ3-fβ1)fα2+(fβ1-fβ2)fα3 (O)；
其中，所述的步骤S4中，求最优开关序列的过程如下：
在电压开关序列作用下，k+1时刻中点电压偏移量为：
其中，Δuc(k+1)是上下两电容k+1时刻的电压差；SiA、SiB、SiC为ti时间内的A、B、C三相桥臂的开关状态；iA、iB、iC分别为A、B、C三相输入电流；Δuc(k)是上下两电容k时刻的电压差；
定义VIENNA整流器恒定开关频率的电流预测控制的目标函数3为：
将两种开关序列(Vp1,Vp2,Vp3),(Vn1,Vn2,Vn3)以及对应的每种开光状态的最优作用时间(t1,t2,t3)带入式(Q)，得到令J”最小的最优开关序列。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202011416472.7A CN112701939B (zh) | 2020-12-07 | 2020-12-07 | Vienna整流器电流预测控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202011416472.7A CN112701939B (zh) | 2020-12-07 | 2020-12-07 | Vienna整流器电流预测控制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN112701939A CN112701939A (zh) | 2021-04-23 |
| CN112701939B true CN112701939B (zh) | 2022-05-24 |
Family
ID=75507163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202011416472.7A Expired - Fee Related CN112701939B (zh) | 2020-12-07 | 2020-12-07 | Vienna整流器电流预测控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN112701939B (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113726202B (zh) * | 2021-09-07 | 2023-08-18 | 重庆理工大学 | 一种pwm整流器的模型预测控制方法 |
| CN114362548B (zh) * | 2021-12-20 | 2023-10-13 | 中国矿业大学 | 一种双级式矩阵变换器最优开关序列模型预测控制算法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107317490A (zh) * | 2017-07-03 | 2017-11-03 | 三峡大学 | 一种基于三相Vienna整流器的无差拍预测直接功率控制方法 |
| CN109450280A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-03-08 | 山东大学 | Vienna整流器共模电压与电流畸变抑制方法、调制器及系统 |
| CN109787491A (zh) * | 2019-01-09 | 2019-05-21 | 三峡大学 | 基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法 |
| CN111130366A (zh) * | 2020-01-09 | 2020-05-08 | 重庆理工大学 | 三相vienna整流器的无网压传感器的预测控制方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9293985B2 (en) * | 2013-06-14 | 2016-03-22 | Hamilton Sundstrand Corporation | Method of reducing input current distortion in a rectifier |
-
2020
- 2020-12-07 CN CN202011416472.7A patent/CN112701939B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107317490A (zh) * | 2017-07-03 | 2017-11-03 | 三峡大学 | 一种基于三相Vienna整流器的无差拍预测直接功率控制方法 |
| CN109450280A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-03-08 | 山东大学 | Vienna整流器共模电压与电流畸变抑制方法、调制器及系统 |
| CN109787491A (zh) * | 2019-01-09 | 2019-05-21 | 三峡大学 | 基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法 |
| CN111130366A (zh) * | 2020-01-09 | 2020-05-08 | 重庆理工大学 | 三相vienna整流器的无网压传感器的预测控制方法 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 一种新型的三电平VIENNA整流器调制策略;谢积锦等;《电气传动》;20200420;第50卷(第4期);第45-52页 * |
| 电网不平衡条件下VIENNA整流器控制策略的研究;邢恺婷;《中国优秀硕士学位论文全文数据库（电子期刊）工程科技Ⅱ辑》;20190831;第32页 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN112701939A (zh) | 2021-04-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN105099200B (zh) | 移相控制双有源桥直流变换器交流相量分析法及建模方法 | |
| CN105897030B (zh) | 一种无差拍定频模型预测控制方法、装置及系统 | |
| CN108599605B (zh) | 基于两矢量合成的三电平逆变器模型预测功率控制方法 | |
| CN112701939B (zh) | Vienna整流器电流预测控制方法 | |
| CN103956919A (zh) | 电网电压不平衡三电平整流器简化模型预测控制方法 | |
| CN110198130B (zh) | 一种不平衡电网条件下的多矢量优化控制系统及方法 | |
| CN105071677B (zh) | 用于两电平三相并网逆变器的电流预测控制方法 | |
| CN110350568B (zh) | 一种不平衡电网条件下的通用型模型预测优化控制方法 | |
| CN105515430A (zh) | 一种三相并网逆变器的控制方法 | |
| CN112994109B (zh) | Lc滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法 | |
| CN111614282A (zh) | 矢量扇区定位方法、局部寻优模型预测控制方法及装置 | |
| CN106292283B (zh) | 一种光伏并网逆变器的自适应模糊积分滑模控制方法 | |
| CN105375514A (zh) | 一种有限开关状态预测计算方法及系统 | |
| CN103887798B (zh) | 有源电力滤波器的反演全局快速终端滑模控制方法 | |
| Lin et al. | NOC-based multiple low-order harmonic currents suppression method | |
| CN110297446B (zh) | 一种非理想电网条件下多矢量快速模型预测控制方法 | |
| CN107888101A (zh) | 一种光伏并网npc三电平逆变器调制方法 | |
| CN107147322A (zh) | 双Buck全桥逆变器迭代学习控制方法 | |
| Genc et al. | Application of interleaved bridgeless boost PFC converter without current sensing | |
| CN114785166A (zh) | 基于滑模控制的t型整流器三矢量模型预测控制方法 | |
| CN105024541B (zh) | 低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法 | |
| Zheng et al. | Optimization of parameters for LCL filter of least square method based three-phase PWM converter | |
| CN110995032B (zh) | 加入死区补偿的pwm整流器无差拍控制方法 | |
| CN110601579B (zh) | 一种三电平逆变器模型预测直接功率控制方法 | |
| CN110676860A (zh) | 一种基于扩展瞬时有功理论的快速预测不平衡控制方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20220524 |