CN105024541B - 低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法，所述方法采用电压外环电流内环的双闭环控制：第一步、计算给定输入电流，并分别计算下一个开关周期各个开关状态对应的输入电流预测值；第二步、计算各个开关状态对应的输入电流预测值与给定输入电流的差值，选择其中差值的绝对值最小的开关状态作为下一个开关周期所采用的开关开通关断的状态。本发明解决了传统控制方法下单相可控整流电路输入电流谐波含量较高、功率因素偏低的问题，特别在整流器的负载大小会发生变化、直流侧电容较小的工作场合，由于直流侧电压波动的加大，传统的控制方法会出现输入电流谐波大幅增加，功率因素急剧下降的问题。

Description

低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法

技术领域

本发明涉及电气工程技术领域，具体地，涉及一种低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的不断发展，电力电子器件在各行各业有诸多应用，但许多电力电子器件会产生谐波污染，影响电网的电能质量。因此国家要求接入电网的用电设备所产生的电流谐波需要达到相关的国家标准。

经检索，专利CN103312199A，“直接网侧功率控制的单相功率因素校正器”介绍了一种单相功率因素校准的方法。这种方法通过在直流侧增加DC-DC变换器，利用检测到的直流侧电压电流大小，对网侧功率进行直接控制，以达到功率因素校准的目的。但这种方法对输入电流没有进行直接控制，输入电流的谐波不能得到有效控制。

朱荣伍和伍小杰等.《采用比例谐振调节器的单相电压型PWM整流器》.高电压技术.V36,No.8,2010.8:2095-2100；这种方法采用母线电压外环和输入电流内环的双闭环控制，且电流内环采用比例谐振控制器能够实现交流量的稳态无静差控制。这种方法对输入电流进行直接闭环控制，使得功率因素提高的同时，又抑制了输入电流中的谐波含量。但这种方法不能适应整流器的负载大小会进行变化、直流侧电容较小的工作场合，因为直流侧电压波动的加大时，其电压外环响应速度不够快，使得电流跟踪较差，电流谐波增大、功率因素降低。

现有技术虽然能一定程度上提高单相整流器的输入功率因素，降低输入电流的谐波含量，但输入电流谐波含量依然偏高，功率因素依然难以接近1。特别在整流器的负载大小会发生较大变化、直流侧电容较小时，现有技术难以适应直流侧电压波动加大的新情况，会出现输入谐波大幅增加，功率因素急剧下降的问题。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法，实现对单相整流电路实现可以不受负载大小变化和直流侧电压波动影响的低谐波高功率因素控制。

为实现以上目的，本发明提供一种低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法，通过对单相可控整流电路的预测电流控制，实现输入电流谐波的大幅降低和单位输入功率因素。所述控制方法采用电压外环电流内环的双闭环控制，包括如下步骤：

第一步、计算给定输入电流，并分别计算下一个开关周期各个开关状态对应的输入电流预测值；

第二步、计算各个开关状态对应的输入电流预测值与给定输入电流的差值，选择其中差值的绝对值最小的开关状态作为下一个开关周期所采用的开关开通关断的状态。

优选地，第一步中：

首先，直流侧电压外环采用PI控制器，由电压外环得到母线电容吸收的功率(Pdc*)，即通过给定直流侧电压(Udc*)与实际直流侧电压(Udc)的差值经过一个PI控制器得到母线电容吸收的功率(Pdc*)；

接着，将母线电容吸收的功率(Pdc*)加上后端输出的功率(Pout)得到整流器的输入功率(Pin*)；

然后，将输入功率(Pin*)除以电网电压的有效值得到给定输入电流的有效值；

最后，给定输入电流的有效值乘以电网角度对应的正弦值得到与电网电压同相变化的给定电流；该给定电流既满足单位功率因素的要求，又满足低谐波含量的要求，且能够跟随负载的大小进行变化。

更优选地，当直流侧电容较小、负载较大时，所述直流侧电压的波动将会加大，此时需要改变给定直流侧电压为一个二倍电网频率变化的波动量，以便实际直流侧电压能够很好的跟随给定值。

更优选地，所述电网角度通过锁相环得到。

优选地，第一步中，输入电流内环采用预测电流控制，根据单相可控整流电路的电流预测模型，分别计算下一个开关周期各个开关状态对应的电流预测值，可立电压方程如下：

式中：u为电网电压，i输入电流，R为输入侧线路电阻，L为输入电感，v为整流器产生的电压；

将式(1)在第(k+1)个采样周期的时刻处离散化后的表达式如下：

式中：Ts为采样周期时间；u(k)是指第k个采样周期时刻的电网电压，Ri(k+1)是指Ri(k+1)代表R与i(k+1)相乘，i(k)是指第k个采样周期时刻的输入电流，i(k+1)是指第(k+1)个采样周期时刻的输入电流，v(k+1)是指第(k+1)个采样周期时刻的整流桥产生的电压；

由于一个采样周期很短，假设u(k+1)≈u(k)，对式(2)进行整理得以下表达式：

根据式(3)即可求得各个开关状态对应的输入电流的预测值。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

本发明解决了传统控制方法下单相可控整流电路输入电流谐波含量较高、功率因素偏低的问题，特别在整流器的负载大小会发生变化、直流侧电容较小的工作场合，由于直流侧电压波动的加大，传统的控制方法会出现输入谐波大幅增加，功率因素急剧下降的问题。本发明对单相整流电路实现可以不受负载大小变化和直流侧电压波动影响的低谐波高功率因素控制，且由于仅有一个PI控制器，控制器参数容易调节；同时可以省去一般的电流预测方法中先产生参考电压矢量再进行PWM调制的繁琐过程。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为本发明一实施例的三种单相可控整流电路结构示意图；

图2为本发明一实施例的控制框图；

图3为本发明一实施例的控制流程图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

本发明提供一种低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法，所述方法对单相可控整流电路进行电流预测控制，实现输入电流谐波的大幅降低和单位输入功率因素；如图3所示，一种低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法的控制流程图，包括以下步骤：

第一步：计算给定输入电流。

首先由电压外环得到母线电容吸收的功率(Pdc*)，即通过给定直流侧(Udc*)电压与实际直流侧电压(Udc)的差值经过一个PI控制器得到母线电容吸收的功率(Pdc*)。接着将母线电容吸收的功率加上后端输出的功率(Pout)得到整流器的输入功率(Pin*)。然后将输入功率除以电网电压的有效值可以得到给定输入电流的有效值。这是由于电网电压比较稳定，且可以被实时测量，其有效值可以认为是一个已知恒定量。最后，给定输入电流的有效值乘以电网角度对应的正弦值得到与电网电压同相变化的给定电流。这一给定电流既满足单位功率因素的要求，又满足低谐波含量的要求，且能够跟随负载的大小进行变化。如图2所示。

第一步中需要说明的是当直流侧电容较小，负载较大时，直流侧电压的波动将会加大，此时需要改变给定直流侧电压为一个二倍电网频率变化的波动量，以便实际直流侧电压能够很好的跟随给定值。

第二步：计算下一个开关周期各个开关状态对应的输入电流的预测值。

假设参考电压和参考电流方向如图1所示，则可立电压方程如下：

式中，u为电网电压，i输入电流，R为输入侧线路电阻，L为输入电感，v为整流器产生的电压。

将上式在第(k+1)个采样周期的时刻处离散化后的表达式如下：

式中，Ts为采样周期时间。由于一个采样周期很短，可以假设u(k+1)≈u(k)。

对上式进行整理可得以下表达式，根据这一表达式即可求得各个开关状态对应的输入电流的预测值。

第三步：计算各个开关状态对应的输入电流预测值与给定输入电流的差值，选择其中差值的绝对值最小的那个开关状态作为下一个开关周期所采用的开关开通关断的状态。这样可以省去一般的电流预测方法中先产生参考电压矢量再进行PWM调制的繁琐过程。

上述方法中所指的单相可控整流电路可以是(但不限于)图1中(a)、(b)、(c)三种电路中的任意一种，其他类似的单相可控整流电路也可采用本实施例所述的控制方法。下面以图1中(a)所示的电路结构为例，阐述所述方法的具体内容。

本实施例的主电路结构基于如图1中(a)所示的主电路结构，各硬件参数分别如下：输入电感Lin为3mH，输入侧线路电阻R为0.05Ω，直流母线电容C为45μF薄膜电容，快恢复二极管D3、D4为600V、25A，全控功率器件S1、S2为600V，25A的MOSFET，开关频率设置为30kHz。负载侧选用100Ω大功率电阻。

基于上述的电路结构和参数，预测电流控制方法的实施实现如下：

第一步、计算给定输入电流

直流侧电压给定为350V直流量的基础上叠加一个2倍工频周期变化的100V交流量，其和实际直流侧电压的差值经过一个PI控制器后得到被母线电容吸收的功率(这里的PI控制器参数设置如下：比例系数Kp取为1，积分系数Ki取为10，PI控制器输出限幅为±100W)；电容吸收的功率加上负载电阻上的输出功率即为输入功率，再除以单相电网电压的有效值220V即可得到输入电流的有效值，输入电流的有效值在乘以电网角度的正弦值即为给定输入电流；电网角度通过锁相环得到。

第二步、根据电流预测模型，分别计算下一个开关周期各个开关状态对应的电流预测值

分析图1中(a)的整流电路结构可知，每一时刻仅有两种开关状态：

当电网电压为正时，整流器产生的电压大小仅和开关S2的导通与否有关；当S2导通时，整流器产生的电压为零；当S2关断时，整流器产生的电压为正的直流母线电压值；

当电网电压为负时，整流器产生的电压大小仅和开关S1的开通与否有关；当S1导通时，整流器产生的电压为零；当S1关断时，整流器产生的电压为负的直流母线电压值。

第三步、计算各个开关状态对应的输入电流预测值与给定之差的绝对值，选择其中绝对值最小的那个开关状态作为下一个周期开关开通关断的状态。

本实施例经仿真和实验结果表明，输入功率因素高于98％，接近于单位功率因素。输入电流的各次谐波含量符合国家标准。

本发明可以实现对输入电流进行不受负载大小变化和直流侧电压波动影响的低谐波高功率因素控制，且由于仅有一个PI控制器，控制器参数容易调节；另外省去了一般电流预测方法中先产生参考电压矢量再进行PWM调制的繁琐过程。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (4)

1.一种低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法，其特征在于，所述控制方法采用电压外环、电流内环的双闭环控制，包括如下步骤：

第一步、计算给定输入电流，并分别计算下一个开关周期各个开关状态对应的输入电流预测值；

第二步、计算各个开关状态对应的输入电流预测值与给定输入电流的差值，选择其中差值的绝对值最小的开关状态作为下一个开关周期所采用的开关开通关断的状态；

第一步中，所述计算给定输入电流，具体为：

首先，直流侧电压外环采用PI控制器，由电压外环得到母线电容吸收的功率Pdc*，即通过给定直流侧电压Udc*与实际直流侧电压Udc的差值经过一个PI控制器得到母线电容吸收的功率Pdc*；

接着，将母线电容吸收的功率Pdc*加上后端输出的功率Pout得到整流器的输入功率Pin*；

然后，将输入功率Pin*除以电网电压的有效值得到给定输入电流的有效值；

最后，给定输入电流的有效值乘以电网角度对应的正弦值得到与电网电压同相变化的给定输入电流。

2.根据权利要求1所述的一种低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法，其特征在于，当直流侧电容小、负载大时，直流侧电压的波动将会加大，此时改变给定直流侧电压为一个二倍电网频率变化的波动量，以使实际直流侧电压能够很好的跟随给定值。

3.根据权利要求1所述的一种低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法，其特征在于，所述电网角度通过锁相环得到。

4.根据权利要求1-3任一项所述的一种低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法，其特征在于，第一步中，所述分别计算下一个开关周期各个开关状态对应的输入电流预测值，具体为：

输入电流内环采用预测电流控制，根据单相可控整流电路的电流预测模型，分别计算下一个开关周期各个开关状态对应的电流预测值，立电压方程如下：

$u=Ri+L\frac{di}{dt}+v---\left(1\right)$

式中：u为电网电压，i输入电流，R为输入侧线路电阻，L为输入电感，v为整流器产生的电压；Ri代表R与i相乘；

将式(1)在第(k+1)个采样周期的时刻处离散化后的表达式如下：

$u\left(k\right)=Ri(k+1)+L\frac{i(k+1)-i\left(k\right)}{T_s}+v(k+1)---\left(2\right)$

式中：Ts为采样周期时间；u(k)是指第k个采样周期时刻的电网电压，Ri(k+1)是指Ri(k+1)代表R与i(k+1)相乘，i(k)是指第k个采样周期时刻的输入电流，i(k+1)是指第(k+1)个采样周期时刻的输入电流，v(k+1)是指第(k+1)个采样周期时刻的整流桥产生的电压；

假设u(k+1)≈u(k)，对式(2)进行整理得以下表达式：

$i(k+1)=\frac{1}{{\mathrm{RT}}_s+L}\[Li\left(k\right)+T_{s}u\left(k\right)-T_{s}v(k+1)\]---\left(3\right)$

根据式(3)即求得各个开关状态对应的输入电流的预测值i(k+1)。