CN106130381A - 基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法：采用虚拟磁链定向，无需交流侧电压传感器，节约成本；负载侧功率前馈与电压平方外环共同构成给定有功功率，功率内环采用预测直接功率控制，无需锁相环，控制精度高；电流谐波含量低，并采用空间矢量调制方式，开关频率固定，易于滤波器的设计；采用负载功率前馈的方法减小电容的大小，可提高系统的动态响应速度，且具有良好的稳态与动态性能。

Description

基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相电压型PWM整流器的基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率控制方法，属于电气传动技术。

背景技术

目前，随着电力电子技术的发展以及半导体开关器件性能的不断提高，三相PWM整流器已从不控整流发展到可控整流。三相电压型PWM整流器因其电网电流正弦度高、运行于单位功率因数和能量双向流动等优点，得到了广泛的应用，如风力发电、静止无功发生器(SVG)、不间断电源(UPS)和电动汽车等领域。

对于三相PWM整流器的控制，国内外学者提出了许多高效的控制方法。根据控制对象的不同，可分为矢量控制(VOC)和直接功率控制(DPC)两种。其中，直接功率控制策略因其结构、算法简单、动态响应快，受到了国内外学者的极大关注。直接功率控制采用功率内环与电压外环的控制结构，通过有功和无功功率滞环选择合适的开关表，进而控制PWM整流器的瞬时功率跟随给定值，但其开关频率不固定，输出滤波器的设计较为复杂。基于虚拟磁链定向的直接功率控制无需交流侧电网电压传感器，降低了成本。基于空间矢量的直接功率控制实现了恒定的开关频率控制，便于滤波器的设计，其电流谐波含量也有所降低。直接功率控制为了维持直流电压的稳定都需要并联一个较大的电容，增大了装置的体积，也增加了成本。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法，无需交流侧电网电压传感器，降低成本，开关频率固定，便于滤波器的设计，采用预测功率控制，减小电流谐波，采用负载功率前馈，降低了电容的大小，降低成本并提高了系统的动态响应。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流i_a、i_b、i_c，直流母线电压U_dc和负载电流i_L；

(2)直流母线电压U_dc的平方U_s与给定直流母线电压的平方的差值经PI调节器得到部分给定有功功率p_u，直流母线电压U_dc与负载电流i_L相乘得到负载功率p_L，部分给定有功功率p_u与负载功率p_L相加得到给定有功功率给定无功功率

(3)根据对称三相电流i_a、i_b、i_c和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q及估算的电网电压在αβ坐标系下的分量和

(4)给定有功功率与有功功率p的差值和给定无功功率与无功功率q的差值经由功率预测控制器构成的功率内环得到三相电压型PWM整流器输出的电压矢量，对电压矢量进行空间矢量调制得到三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管的控制信息，使得有功功率p和无功功率q跟随给定有功功率和给定无功功率

具体的，所述步骤(3)中，根据对称三相电流i_a、i_b、i_c和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q及估算的电网电压在αβ坐标系下的分量和的具体方法如下：

(31)三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态采用如下方式表示：

(32)利用克拉克变换得到直流母线电压U_dc在αβ坐标系下的分量：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{conv\mathrm{\α}}\\ u_{conv\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\×U_{dc}\×\left[\begin{array}{ccc}1& -0.5& -0.5\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\\ S_b\\ S_c\end{array}\right]$

(33)利用克拉克变换得到对称三相电流i_a、i_b、i_c在αβ坐标系下的分量：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\×\left[\begin{array}{ccc}1& -0.5& -0.5\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

(34)利用公式得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量，其中：L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感；

(35)利用公式得到有功功率p和无功功率q，其中：ω为电网电压角速度；

(36)利用公式得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量和

具体的，所述步骤(4)中，三相电压型PWM整流器输出的电压矢量的控制方程为：

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]-\frac{L}{T_s\left|\right|{\hat{u}}_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}|{|}^2}\left[\begin{array}{cc}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)& {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)& -{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\end{array}\right]\×\left(\begin{array}{c}2p^{*}\left(k\right)-p^{*}(k-1)-p\left(k\right)\\ q^{*}\left(k\right)-q\left(k\right)\end{array}\right)$

其中：为k时刻三相电压型PWM整流器的输出电压矢量在αβ坐标系下的分量，为k时刻估算的电网电压在αβ坐标系下的分量，p(k)为k时刻有功功率，q(k)为k时刻无功功率，p^*(k)和p^*(k-1)分别为k时刻和k-1时刻给定有功功率，q^*(k)为k时刻给定无功功率，T_s为采样时间，

有益效果：本发明提供的基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法，与现有技术相比，降低了成本并提高了系统的动态响应，具体如下：1、无需交流测电网电压传感器，节约了成本并提高了系统的可靠性；2、功率内环无需PI调节器，简化了控制器结构；3、开关频率固定，便于滤波器的设计；4、采用预测功率控制，减小了电流谐波；5、采用负载功率前馈，降低了电容的容量，减小装置的体积。

附图说明

图1为三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构图；

图2为本发明方法的控制系统结构框图；

图3为本发明实施例A相动态电压和电流的仿真波形图；

图4为本发明实施例三相电流的动态仿真波形图；

图5为本发明实施例直流母线电压的动态仿真波形图；

图6为本发明实施例有功和无功功率的动态仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1所示为三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构图，包括三相电网电压u_a/b/c、交流侧的滤波电感L、滤波电容C、电阻负载R_L和六个IGBT开关管组成的整流桥；图1中：R为交流侧的滤波电感L上的寄生电阻，i_a/b/c为对称三相电流，S_a/b/c为六个IGBT开关管状态，i_dc为直流侧电流，i_c为滤波电容电流，U_dc为直流母线电压，i_L为负载电流。

本案的控制系统如图2所示，包括控制电路和功率主电路：控制电路包括霍尔传感器和主控芯片，本案采用的主控芯片为DSP28335；功率主电路主要包括电压平方环和功率环。

电压平方环的构成为：通过直流侧的霍尔传感器得到直流母线电压U_dc和负载电流i_L，直流母线电压U_dc的平方U_s与给定直流母线电压的平方的差值经PI调节器得到部分给定有功功率p_u，直流母线电压U_dc与负载电流i_L相乘得到负载功率p_L，部分给定有功功率p_u与负载功率p_L相加得到给定有功功率给定无功功率

功率环的构成包括如下部分：

(a)通过交流侧的霍尔传感器得到对称三相电流i_a、i_b、i_c，将三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态采用如下方式表示：

(b)利用克拉克变换得到直流母线电压U_dc在αβ坐标系下的分量：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{conv\mathrm{\α}}\\ u_{conv\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\×U_{dc}\×\left[\begin{array}{ccc}1& -0.5& -0.5\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\\ S_b\\ S_c\end{array}\right]$

(c)利用克拉克变换得到对称三相电流i_a、i_b、i_c在αβ坐标系下的分量：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\×\left[\begin{array}{ccc}1& -0.5& -0.5\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

(d)利用公式得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量，其中：L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感。

(e)利用公式得到瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，其中：ω为电网电压角速度。

(f)利用公式得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量和

在αβ坐标系下，三相电压型PWM整流器的有功功率p和无功功率q也可由公式(1)计算：

$\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}& {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}& -{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(1\right)$

由于采样频率远大于电网频率，可认为在相邻的两个采样周期内因此可以得到有功功率p和无功功率q在相邻两个采样周期内的表达式为：

$\left[\begin{array}{c}p(k+1)-p\left(k\right)\\ q(k+1)-q\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)& {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)& -{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}(k+1)-i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ i_{\mathrm{\β}}(k+1)-i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(2\right)$

根据图2，三相电压型PWM整流器在αβ坐标系下可表示为：

$L\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\left(t\right)\\ i_{\mathrm{\β}}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(t\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(t\right)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(t\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(t\right)\end{array}\right]-R\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\left(t\right)\\ i_{\mathrm{\β}}\left(t\right)\end{array}\right]---\left(3\right)$

由于寄生电阻R很小，因此将其忽略，由于采样频率远大于开关频率，将式(3)中的对应项忽略并对式(3)进行一阶差分，可以得到三相电压型PWM整流器在αβ坐标系下的差分表达式为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}(k+1)-i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ i_{\mathrm{\β}}(k+1)-i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{T_s}{L}(\left[\begin{array}{c}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right])---\left(4\right)$

将式(4)带入式(2)可得：

$\left[\begin{array}{c}p(k+1)-p\left(k\right)\\ q(k+1)-q\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{T_s}{L}\left[\begin{array}{cc}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)& {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)& -{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\end{array}\right]\×(\left[\begin{array}{c}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right])---\left(5\right)$

要使下一时刻有功功率p和无功功率q跟踪至给定有功功率和给定无功功率则有：

$\left[\begin{array}{c}p(k+1)\\ q(k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{p}^{*}(k+1)\\ q^{*}(k+1)\end{array}\right]---\left(6\right)$

将式(6)带入式(5)，可得：

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]-\frac{L}{T_s\left|\right|e_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}|{|}^2}\left[\begin{array}{cc}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)& {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)& -{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\end{array}\right]\×\left(\begin{array}{c}{p}^{*}(k+1)-p\left(k\right)\\ q^{*}(k+1)-q\left(k\right)\end{array}\right)---\left(7\right)$

由于单位功率因数运行，一般给定无功功率在相邻两个采样周期内对给定有功功率采用线性插值得：

$\left[\begin{array}{c}{p}^{*}(k+1)\\ q^{*}(k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}2p^{*}\left(k\right)-p^{*}(k-1)\\ q^{*}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(8\right)$

将式(8)带入式(7)中，可得：

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]-\frac{L}{T_s\left|\right|{\hat{u}}_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}|{|}^2}\left[\begin{array}{cc}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)& {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)& -{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\end{array}\right]\×\left(\begin{array}{c}2p^{*}\left(k\right)-p^{*}(k-1)-p\left(k\right)\\ q^{*}\left(k\right)-q\left(k\right)\end{array}\right)---\left(9\right)$

通过式(9)最终可得k时刻三相电压型PWM整流器的输出电压矢量对电压矢量进行空间矢量调制得到三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管的控制信息S_a/b/c，通过六个IGBT开关管的控制信息S_a/b/c驱动六个IGBT开关管，实现对三相电压型PWM整流器的直接功率控制。

下面结合实施例对本发明作更进一步的说明。

在matlab/Simulink环境下搭建三相电压型PWM整流器的仿真模型，采用如图2所述的控制策略，其参数如下：电网侧相电压幅值为25V，滤波电感L＝7mH，滤波电容C＝20uF，电阻负载R_L＝36.5Ω，直流母线电压U_dc初始值为60V，在0.5s时突变为70V，开关频率为10kHz。图3为电压电流的动态波形，电压电流同相位，系统单位功率因数运行，电压突变后，电流很快就达到稳定值，且超调很小。图4为三相电流波形，三相电流对称，且正弦度很高。图5为直流母线电压波形，直流电压很稳定，波动范围为2V左右，电压突变后，直流母线电压在0.002s内就达到给定值，且很快就稳定在70V上。图6为有功功率与无功功率波形，有功与无功功率波动很小，无功功率在0Var上下波动，系统功率因数为1，在动态过程中，有功功率迅速变化，且超调小，无功功率基本不变，实现动态解耦。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法，其特征在于：包括如下步骤：

(1)采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流i_a、i_b、i_c，直流母线电压U_dc和负载电流i_L；

(2)直流母线电压U_dc的平方U_s与给定直流母线电压的平方的差值经PI调节器得到部分给定有功功率p_u，直流母线电压U_dc与负载电流i_L相乘得到负载功率p_L，部分给定有功功率p_u与负载功率p_L相加得到给定有功功率给定无功功率

(3)根据对称三相电流i_a、i_b、i_c和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q及估算的电网电压在αβ坐标系下的分量和

(4)给定有功功率与有功功率p的差值和给定无功功率与无功功率q的差值经由功率预测控制器构成的功率内环得到三相电压型PWM整流器输出的电压矢量，对电压矢量进行空间矢量调制得到三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管的控制信息，使得有功功率p和无功功率q跟随给定有功功率和给定无功功率

2.根据权利要求1所述的基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法，其特征在于：所述步骤(3)中，根据对称三相电流i_a、i_b、i_c和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q及估算的电网电压在αβ坐标系下的分量和的具体方法如下：

(31)三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态采用如下方式表示：

(32)利用克拉克变换得到直流母线电压U_dc在αβ坐标系下的分量：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{conv\mathrm{\α}}\\ u_{conv\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\×U_{dc}\×\left[\begin{array}{ccc}1& -0.5& -0.5\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\\ S_b\\ S_c\end{array}\right]$

(33)利用克拉克变换得到对称三相电流i_a、i_b、i_c在αβ坐标系下的分量：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\×\left[\begin{array}{ccc}1& -0.5& -0.5\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

(34)利用公式得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量，其中：L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感；

(35)利用公式得到有功功率p和无功功率q，其中：ω为电网电压角速度；

(36)利用公式得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量和

3.根据权利要求1所述的基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法，其特征在于：所述步骤(4)中，三相电压型PWM整流器输出的电压矢量的控制方程为：

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]-\frac{L}{T_s\left|\right|{\hat{u}}_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}|{|}^2}\left[\begin{array}{cc}{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)& {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\\ {\hat{u}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)& -{\hat{u}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\end{array}\right]\×\left(\begin{array}{c}2p^{*}\left(k\right)-p^{*}(k-1)-p\left(k\right)\\ q^{*}\left(k\right)-q\left(k\right)\end{array}\right)$

其中：为k时刻三相电压型PWM整流器的输出电压矢量在αβ坐标系下的分量，为k时刻估算的电网电压在αβ坐标系下的分量，p(k)为k时刻有功功率，q(k)为k时刻无功功率，p^*(k)和p^*(k-1)分别为k时刻和k-1时刻给定有功功率，q^*(k)为k时刻给定无功功率，T_s为采样时间，