CN106877408A - 改进t型三电平永磁直驱风电系统预测直接功率的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种改进T型三电平永磁直驱风电系统预测直接功率的方法，永磁直驱风力发电系统系的拓扑结构为改进T型三电平变换器。SVPWM调制技术，解决了开关频率不固定的问题，降低了系统的损耗，有助于提高系统的功率因数。机侧变换器控制策略为预测直接功率控制，转速环为外环，功率环为内环，功率环为预测功率控制且不需要PI调节器，控制结构简单且效果好；网侧变换器控制策略为基于虚拟磁链定向的直接功率控制策略，不需要电网电压采样，结构简单、降低了系统造价，提高动态稳定性。预测直接功率控制和基于虚拟磁链定向的直接功率控制都是基于电压空间矢量调制(SVPWM)，因此系统具有固定的开关频率固定和单位功率因数。

Description

改进T型三电平永磁直驱风电系统预测直接功率的方法

技术领域

本发明涉及风电控制领域，尤其是一种改进T型三电平永磁直驱风电系统预测直接功率的方法，

背景技术

永磁直驱型风力发电机组的发电机最大特点是转子采用永磁体励磁，定子绕组通过全功率变换器与电网并网。功率变换器采用全功率变换器，其容量与发电机的相同，电机的变速范围从-100％到50％。永磁风力机直接与永磁发电机相连，无需增速齿轮箱。永磁同步发电机一般采用极对数较多的低速永磁同步发电机，这样对发电机的转速要求较感应发电机低，使得永磁同步电机发电机在低速运行能力较强。永磁直驱风力发电系统工作原理：发电机发出交流电经过发电机侧变换器整流成直流电，完成AC到DC的过程，然后电网侧变换器将直流电逆变成交流电并最终并入电网。

永磁直驱型风力发电机组与双馈感应风力发电机组相比有许多优势，如无需增速齿轮箱、维修频率低、噪声污染小、运维简单、受电网影响小、系统稳定可靠、低电压穿越能力强等。由于永磁直驱风力发电机定子通过全功率变换器与电网连接，能够实现全解耦，受电网波动的影响小，容易实现低电压穿越，而且发电机中不会出现过电压和过电流现象，能够在电网波动的时候继续工作。

永磁直驱风力发电机全功率变换器可分为机侧变换器和网侧变换器两部分：机侧变换器实现整流功能；网侧变换器实现逆变功能。永磁直驱风力发电机控制策略可以分为机侧变换器的控制策略和网侧变换器的控制策略。

机侧变换器的主要作用是作为网侧变换器的直流输入，通过控制永磁直驱发电机转速实现风力机时刻跟踪风速，用最佳叶尖速比法实现最大风力跟踪，从而提高风力发电的效率；网侧变换器的主要作用是维持直流侧母线电压稳定的同时向电网输送一定的无功功率，进而提高电网的功率因数。

网侧变换器的控制要求有以下两个：一是控制直流侧电压进而将有功功率输送至电网；二是向电网提供一定的无功功率，进而电网的提高功率因数。网侧变换器的控制策略主要是矢量控制。其又可以分为基于电网电压定向和虚拟磁链定向两种。前者是利用坐标变换实现有功无功解耦，通过控制dq坐标系下的电流大小分别控制有功功率和无功功率。后者将电网电压、电抗和电阻等效成虚拟电机，通过虚拟磁链来取代电网电压定向。

机侧变换器控制策略主要有矢量控制策略和直接转矩控制策略两种。矢量控制就是磁场定向控制，其核心思想是通过坐标变换，变换到旋转坐标系下，可像直流电机一样控制交流电机，对转矩和磁链解耦控制。其中矢量控制能够对发电机进行解耦控制，实现有功功率和无功功率的独立控制。矢量控制具有良好的解耦控制、良好的速度控制效果、转矩响应快等优点。但矢量控制需要大量的坐标变换和复杂的计算，难以实现精确解耦、系统较为复杂。

直接转矩控制的基本思想是定义开关表，根据转矩和磁链的变化利用转矩和磁链滞环决定开关器件的状态。直接转矩控制不需要复杂的坐标变换和调制信号发生器，鲁棒性能好、动态稳定性好，控制简单、受电机参数影响小。但是直接转矩具有开关频率不固定、转矩脉动大、电流波动大、滞环控制效果差。

对于以上控制不足，许多学者提出控制效果更好的控制策略。直接功率控制由于其优异的动态性能得到广泛的关注与研究。直接功率控制与直接转矩控制的最大不同之处是功率内环控制代替了转矩内环控制，此外外环同样为转速外环。直接功率控制具有控制简单、动态稳定性好、结构简单等诸多优点，因此对于直接功率控制策略得到广泛的研究和应用。但传统的直接功率控制策略即：外环为直流电压环，内环为以开关表为核心的功率环。该控制由电压外环得到有功功率给定值，无功功率给定值设为零，然后将其与各自的实际值比较，将比较结果送入滞环比较器，再经过事先设定好的开关表进行矢量的选择来驱动变换器，这种控制算法控制结构简单，动态响应快。但是，这种以开关表作为功率内环的直接功率控制策略也存在着一些问题，滞环比较器的加入，使得变换器的控制效果与滞环宽度的设定息息相关，而且这种控制策略的开关频率不固定，波动较大。

发明内容

本发明目的在于提供一种降低系统损耗、提高系统功率因数的改进T型三电平永磁直驱风电系统预测直接功率的方法。

为实现上述目的，采用了以下技术方案：本发明所述改进T型三电平永磁直驱风电系统通过两个背靠背的电压源型变流器接入电网，靠近电机的一侧称为机侧变流器，靠近电网的一侧称为网侧变流器；

机侧变换器控制策略为预测直接功率控制，外环为转速环，内环为功率环，内环不需要PI调节器；

网侧变换器控制策略为基于虚拟磁链定向的直接功率控制策略，不需要电网电压采样；

在预测直接功率控制中，无功功率给定q^*设为0，有功功率给定p^*由外环直流电压线性PI调节器控制，假定在任意相邻的两个采样周期内，p^*线性变化，则有p^*(k+1)＝2p^*(k)-p^*(k-1)，q^*(k+1)＝q^*(k)；预测直接功率控制策略采用转速外环、功率内环的双闭环控制结构，由转速环得到有功功率给定值，然后再利用两相静止坐标系下的电压e_α、e_β和瞬时有功功率、瞬时无功功率的给定值和实际值，根据预测直接功率控制算法可以计算得到参考电压矢量u的αβ轴分量u_α和u_β，然后与三电平SVPWM相结合，输出开关信号驱动三电平整流器。

进一步的，所述永磁同步发电机侧变换器预测直接功率控制的具体方法如下：

在两相静止αβ坐标平面上瞬时有功功率和无功功率可以表示为：

式中，u_α、u_β——静止αβ坐标系下的瞬时电压(V)；

i_α，i_β——静止αβ坐标系下的瞬时电流(A)；

假设采样周期T_s与电源的周期相比足够小，则认为在任意相邻的两个采样周期内的输入电压是不变的，即

因此，在两个相邻的采样周期内，有功功率p和无功功率q的变化量为:

假设三相电网电压平衡，根据PWM整流器的拓扑结构，可以得到三相电压型PWM整流器在静止αβ坐标系下的数学模型为：

式中，u_sα、u_sβ——参考空间电压矢量u_s的α、β轴分量(V)；

忽略电感电阻R，对上式进行导数一阶离散估计可得

将该式代入可得：

由于预测直接功率控制的控制目标就是使有功功率p和无功功率q在下一个釆样时刻分别等于其设定值,即有

将代入式可得：

在预测直接功率控制中，无功功率给定q^*设为0，有功功率给定p^*由外环直流电压线性PI调节器控制，假定在任意相邻的两个采样周期内，p^*线性变化，则有p^*(k+1)＝2p^*(k)-p^*(k-1)，q^*(k+1)＝q^*(k)；预测直接功率控制策略采用转速外环、功率内环的双闭环控制结构，由转速环得到有功功率给定值，然后再利用两相静止坐标系下的电压e_α、e_β和瞬时有功功率、瞬时无功功率的给定值和实际值，根据预测直接功率控制算法可以计算得到参考电压矢量u的αβ轴分量u_α和u_β，然后与三电平SVPWM相结合，输出开关信号驱动三电平整流器。

进一步的，所述网侧变换器虚拟磁链定向的直接功率控制策略如下：

网侧变流器的控制采用双闭环控制策略，外环采用直流电压环，内环为功率环；电压外环控制直流母线电压，将采样得到的直流电压u_dc与给定电压相比较，差值经PI调节器得到有功电流参考值，将该参考电流值与直流输出电压相乘得到有功功率参考值p^*，将有功功率参考值p^*作为有功功率的给定值；内环直接以有功功率和无功功率作为控制对象，先由网侧电流和虚拟磁链计算得到瞬时有功和无功功率，再分别与有功无功功率的给定值相比较，然后将偏差值送给PI调节器，经坐标变换得到交流侧电压参考信号，根据三电平SVPWM产生PWM驱动信号去驱动逆变器功率开关管，从而实现对网侧变流器的控制。

进一步的，所述改进T型三电平永磁直驱风电系统中的T型三电平逆变器为Conergy公司的T型三电平变换器。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

1、通过全功率变流装置，对系统的有功功率和无功功率进行控制，实现最大功率跟踪，最大效率地利用风能。

2、参数设计简单、系统动态响应快、输入电流畸变率低。

3、能够有效地消除直流偏置，积分效果较好。

附图说明

图1是本发明中改进T型永磁直驱风电系统的结构图。

图2为本发明中改进T型永磁直驱风电系统的控制框图。

图3为发电机机侧整流器预测直接功率控制框图。

图4为网侧逆变器虚拟磁链直接功率控制框图。

图5为虚拟磁链观测器结构图。

图6机侧无功功率波形图。

图7为机侧有功功率波形图。

图8为A相电压电流波形图。

图9为直流侧电压波形图。

图10为网侧变换器有功功率的仿真波形图。

图11为网侧变换器无功功率的仿真波形图。

图12为虚拟磁链矢量轨迹图。

图13故障时有功、无功功率波形图。

图14故障时虚拟磁链矢量轨迹图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明：

本发明基于SVPWM三电平变换器预测直接功率控制进行研究。永磁直驱风力发电系统系的拓扑结构为改进T型三电平变换器。本发明采用SVPWM调制技术，解决了开关频率不固定的问题，降低了系统的损耗，有助于提高系统的功率因数。

改进T型三电平变换器拓扑结构

定义单相桥臂的开关状态1100和0011为非零矢量，其他状态为零矢量。T型三电平逆变器是由Conergy公司在传统的二极管钳位型逆变器(I型)改进而来，T型逆变器改善了I型绝缘栅极双极晶体管(IGBT)+IGBT电流路径，使得开关状态1100和0011的导通路径缩短(电流只流过一个开关器件)，这样开关状态的损耗较I型的小。但是在0110的开关状态T型和I型的电路路径都是二极管+IGBT。此外零矢量状态发生的几率相当于非零矢量的和，因此零矢量决定的传到损耗要大于非零矢量。可以说二极管+IGBT路径决定了整个电流路径传导损耗甚至整个半导体损耗。

采用了2个反向串联的Cool Mosfet代替IGBT+二极管的中间双向开关，这样四个开关管组成了并联支路减小了等效电阻，电流流过2个反向并联的Cool Mosfet，因此没有二极管参与这个电流路径，零矢量的传导损耗减少90％，非零矢量的传导损耗减少30％[1]。这样在低压风电系统中，开关器件的传到损耗就会大大减小。Cool Mosfet采用“超级结”结构的新型Mosfet，相对于传统的Mosfet有许多优势：降低了导通电阻。相同耐压条件下较传统Mosfet导通电阻下降1/5；相同的额定电流条件下，导通电阻下降1/2。改善开关特性。Cool Mosfet的栅极电荷和相关参数都得到很大改善。有更好的高频特性。在额定电压、电流时，开关时间减小为原来的1/2。

在这种改进拓扑中，两个600V的N沟道增强高压功率MOSFET(具有很低的传导损耗和开关损耗。使得功率转换器具有高效，高功率密度，提高热行为。)背对背串联，因此S1c-1、S2c-1和S2c-2、S1c-2取代了传统T型三电平逆变器中间的IGBT与二极管双向开关。因此在这种拓扑结构当中，四个N沟道增强高压功率MOSFET通过两个平行的电流路径来减少相同的导通状态电阻。

更重要的是，0状态电流通过两个反向连接的N沟道增强高压功率MOSFET。因此，即使在非单位功率因数中(即电压关断电流仍存在)，回路中仍不需要任何寄生二极管。(走上面或下面)。通过图像可知在非零状态区域，改进T型拓扑和传统T型三电平逆变器的导通损耗是一样的都是通过开关管S1和S4分别导通。但是在0状态中，电流通过由四个N沟道增强高压功率MOSFET组成的两条平行通道：两个顺向连接，两个逆向连接。这样一来，等效导通电阻就减小了一半。更重要的是，0状态电流回路中不需要任何续流二极管。

式中，v_FW，U_g，P_out，T，r_on，andv_ce分别表示相角，IGBT的体二极管的正向电压，电网电压，输出功率，电网周期，CoolMosfet开态电阻和IGBT的驱动电压。从文献中可知，改进T型拓扑的CoolMosfet在不同功率因数下的传导损耗是不变的。

开关损耗由如下迭代算法计算：

式中f_s，f，and T_s分别是开关频率，电网频率和电网周期。E代表每脉冲周期导通-关断损耗。

永磁直驱风电系统预测直接功率控制

以改进T型永磁直驱发电系统作为对象，永磁同步发电机通过两个背靠背的电压源型变流器接入电网，靠近电机的一侧称为机侧变流器，靠近电网的一侧称为网侧变流器。

三电平电路结构主要有三种：二极管箝位型三电平变换器，飞跨电容箝位型三电平变换器，级联型三电平变换器。本文采用二极管箝位型改进而来的T型三电平变换器和改进T型三电平变换器,如图1所示。

图2为系统控制结构框图。直驱式风力发电机组通常采用永磁同步发电机，转子使用永磁体，没有励磁系统。直驱式风力发电机组将风能转化为频率、幅值都变化的三相交流电，经整流后通过逆变器转换为恒频恒压的三相交流电馈入电网。通过全功率变流装置，对系统的有功功率和无功功率进行控制，实现最大功率跟踪，最大效率地利用风能。

永磁同步发电机侧变换器预测直接功率控制

图3为发电机机侧整流器预测直接功率控制框图。机侧变换器直接与永磁同步发电机相连，主要作用一方面是将发电机发出的频率不固定的交流电整流成直流电，并将此直流电压作为网侧变换器的输入；另一方面是控制发电机的转速，从而使风力机始终运行在最佳风能利用率下，提高风能利用率。

机侧变换器釆用预测直接功率控制的策略，这种控制策略的控制电路为转速外环、功率内环结构，不仅可以获得固定的开关频率，功率环控制不需要PI调节器，参数设计简单、系统动态响应快、输入电流畸变率低，并可以直接控制系统的瞬时有功功率和无功功率。

在两相静止αβ坐标平面上瞬时有功功率和无功功率可以表示为：

式中u_α、u_β——静止αβ坐标系下的瞬时电压(V)；

i_α，i_β——静止αβ坐标系下的瞬时电流(A)。

假设采样周期T_s与电源的周期相比足够小，则认为在任意相邻的两个采样周期内的输入电压是不变的，即

因此，在两个相邻的采样周期内，有功功率p和无功功率q的变化量为:

假设三相电网电压平衡，根据PWM整流器的拓扑结构，可以得到三相电压型PWM整流器在静止αβ坐标系下的数学模型为：

式中u_sα、u_sβ——参考空间电压矢量u_s的α、β轴分量(V)。

忽略电感电阻R，对上式进行导数一阶离散估计可得

将该式代入可得：

由于预测直接功率控制的控制目标就是使有功功率p和无功功率q在下一个釆样时刻分别等于其设定值,即有

将代入式可得：

在预测直接功率控制中，无功功率给定q^*设为0，有功功率给定p^*由外环直流电压线性PI调节器控制，假定在任意相邻的两个采样周期内，p^*线性变化，则有p^*(k+1)＝2p^*(k)-p^*(k-1)，q^*(k+1)＝q^*(k)。预测直接功率控制策略采用转速外环、功率内环的双闭环控制结构，由转速环得到有功功率给定值，然后再利用两相静止坐标系下的电压e_α、e_β和瞬时有功功率、瞬时无功功率的给定值和实际值，根据预测直接功率控制算法可以计算得到参考电压矢量u的αβ轴分量u_α和u_β，然后与三电平SVPWM相结合，输出开关信号驱动三电平整流器。

网侧变换器的虚拟磁链直接功率控制

如图4所示，网侧变流器的控制采用双闭环控制策略，外环采用直流电压环，内环为功率环。电压外环控制直流母线电压，将采样得到的直流电压u_dc与给定电压相比较，差值经PI调节器得到有功电流参考值，将该参考电流值与直流输出电压相乘得到有功功率参考值p^*，将该值作为有功功率的给定值。内环直接以有功功率和无功功率作为控制对象，先由网侧电流和虚拟磁链计算得到瞬时有功和无功功率，再分别与有功无功功率的给定值相比较，然后将偏差值送给PI调节器，经坐标变换得到交流侧电压参考信号，根据三电平SVPWM产生PWM驱动信号去驱动逆变器功率开关管，从而实现对网侧变流器的控制。

传感器的过多使用使系统的成本增加，且降低了系统运行的可靠性，所以本文采用无交流电压传感器的直接功率控制策略。将虚拟磁链的定义引入到直接功率控制策略之中，该控制策略不需要对交流侧电压进行检测和运算，首先对虚拟磁链进行估算，再根据估算得到的虚拟磁链计算瞬时有功功率和无功功率，这种无交流电压传感器的基于虚拟磁链定向的直接功率控制策略提高了系统的可靠性，同时降低了系统成本。

1)瞬时功率的估算

将电网电压看成是交流电机的旋转的气隙磁场产生的感应电动势，电抗器的电感看成电机定子绕组的漏感，电阻看成定子绕组的电阻。因此可以把电网电压当作虚拟磁链的微分量，那么这个虚拟磁链的观测可以采用与交流电机磁链同样的观测方法。用这个虚拟磁链来代替电网电压作为定向矢量，不需要再对交流侧电压进行检测，由此可以省去电网电压传感器，减小系统成本。

虚拟磁链的定义式为下式：

Ψ＝∫Εdt

可以得到Ψ在两相静止αβ坐标系下的表达式为：

由此可知交流电压矢量E的表达式为：

式中ψ_α、ψ_β—αβ坐标系下虚拟磁链分量(Wb)；

Ψ——虚拟磁链(Wb)；

E——交流电网电压矢量(V)；

ψ_m——虚拟磁链矢量Ψ的幅值(Wb)；

e_α、e_β——αβ坐标系下交流电网电压分量(V)。

可得交流电压矢量E在两相静止αβ坐标系下的表达式为：

复功率矢量表达式S＝ΕΙ^*,有：

则有：

由于在三相平衡系统中，虚拟磁链幅值的变化率为零，即可得有功功率和无功功率的表达式为：

2)虚拟磁链的估算

PWM逆变器交流侧电压方程可表示为：

式中U_i——逆变器输出的交流电压矢量(V)；

Ι——逆变器输出电流矢量(A)。

如果忽略电阻R，则式(8)可以简化为：

根据式(1)可得虚拟磁链在α，β轴的分量的表达式为：

式中u_α，u_β——逆变器输出交流电压矢量u在α、β轴的分量；

i_α，i_β——逆变器输出电流i在α、β轴的分量。

逆变器交流侧输出电压u_α、u_β可由逆变器的直流侧电压U_dc和与之相对应的开关函数S_a，S_b，S_c得到，即

对虚拟磁链矢量Ψ的空间角度γ的观测是虚拟磁链定向的关键，虚拟磁链角度的计算公式为：

这样对虚拟磁链角γ的观测就转化为对两相静止αβ坐标系下虚拟磁链ψ_α、ψ_β分量的估算。

可知对虚拟磁链的估算带有纯积分环节，积分初值的选取非常重要，如果选取不当，磁链圆轨迹的圆心将偏离坐标原点，出现直流偏移的问题。为了获得准确的磁链估计值，如图5所示，采用级联惯性环节来代替公式中的纯积分环节的改进虚拟磁链观测器。级联惯性环节相当于一个纯积分器加上一个二阶带通滤波器，二阶带通滤波器的通频带在基频附近，所以这种改进型的磁链观测器能够比较有效地消除直流偏置，积分效果较好。

仿真验证

直驱风电机侧变流器预测直接功率控制仿真

如图6所示，在MATLAB/Simulink环境下搭建机侧变流器预测直接功率的仿真模型，仿真参数如下：定子电阻R_s＝2.875Ω，交、直轴电感L_d＝L_q＝0.085H，转子磁链ψ_f＝0.175Wb，转动惯量J＝0.0008kg·m²，极对数p＝2，额定风速v＝12m/s。在0.1s时风力机转速由10m/s变为12m/s。

由图6可以看出机侧预测直接功率控制能很好地跟踪无功功率，无功功率在零值附近波动，可以实现单位功率因数控制。风速突变时，无功功率的动态响应快，稳定性能好，只是在系统启动时刻无功功率有较大波动，后期通过控制来进行平滑处理。

图7为机侧有功功率波形图，在风速变化时，可以快速跟随风力机发出的功率进行控制，动态响应快，系统稳定后有功功率的波动量较小且平稳。而且当风速改变时，网侧变换器具有较强的维持直流侧电压稳定的能力。

图8为A相电压电流波形图，电压电流同相位，发电机系统实现了单位功率因数控制。

图9为直流侧电压波形，当风速改变时，网侧变换器具有较强的维持直流侧电压稳定的能力。

网侧逆变器基于虚拟磁链定向的直接功率控制仿真

下面对基于虚拟磁链定向的直接功率控制的网侧变换器进行仿真分析，分别对正常情况下和A相外侧开关管ST_a1短路故障时进行仿真。

图10和图11为网侧变换器有功功率和无功功率的仿真波形图，当机侧变换器传输功率改变时，网侧变换器吸收的有功功率随之改变，无功功率经过调整很快恢复到0值附近波动，实现了单位功率因数控制。

图12为虚拟磁链矢量轨迹图，可以看出整个轨迹接近于圆形，且磁链矢量轨迹很快变为以原点为圆心的圆，到达稳定状态，能够较快的滤除直流偏置，当风速变化时，可以很快过渡到新的稳定状态。

当A相外侧开关管短路时，将容错技术应用于基于虚拟磁链定向的直接功率控制中，对其进行仿真研究。

由图13和图14可以看出，故障时网侧吸收的有功功率减小，波动变大，无功功率波动也变大，但仍在0值附近波动，虚拟磁链矢量轨迹基本接近圆形，因此在短路故障发生时，采用容错技术虽然会使系统功率因数有所降低，但仍可以维持系统继续运行。

具体实施方式

以TI公司的TMS320F2812为核心，搭建改进T型三电平逆变器实验平台，验证三电平逆变器虚拟磁链直接功率控制的正确性。系统硬件电路设计主要包括三电平逆变器主电路、检测电路和驱动保护电路等几部分，根据DSP和硬件平台对控制算法的程序进行设计。

主程序主要负责DSP的上电初始化、系统寄存器和变量的初始化，设置定时器中断等，其中初始化包括中断向量表初始化、CPU及系统时钟初始化、I/O引脚定义、定时器及各控制器的初始化等。

SVPWM中断子程序负责检测直流母线电压Udc、A、B相电流信号，计算预测电压矢量和各基本矢量的作用时间以及触发时刻，并完成SVPWM脉冲的输出。主要包括A/D转换、电压电流采样和数字化PID等几部分。

为实现高性能闭环调速，需对A、B相电流，直流母线电压进行检测。霍尔传感器检测到的电流和电压信号分别输入至ADC的通道ADCINA0、ADCINA1、ADCINA2和ADCINA3，转换结果分别保存至RESULT0、RESULT1、RESULT2和RESULT3寄存器。

通过研究永磁直驱风力发电系统的结构和控制方法，选定双PWM电压源型变流器结构，主电路采用二极管嵌位型三电平结构，将直接功率控制算法与空间电压矢量调制算法相结合，为了提高系统的可靠性，对三电平逆变器进行了容错研究，对系统在Matlab/Simulink中进行仿真，最后在DSP2812的控制系统中进行实验验证。

Claims (4)

1.一种改进T型三电平永磁直驱风电系统预测直接功率的方法，其特征在于：

所述改进T型三电平永磁直驱风电系统通过两个背靠背的电压源型变流器接入电网，靠近电机的一侧称为机侧变流器，靠近电网的一侧称为网侧变流器；

机侧变换器控制策略为预测直接功率控制，外环为转速环，内环为功率环，内环不需要PI调节器；

网侧变换器控制策略为基于虚拟磁链定向的直接功率控制策略，不需要电网电压采样；

在预测直接功率控制中，无功功率给定q^*设为0，有功功率给定p^*由外环直流电压线性PI调节器控制，假定在任意相邻的两个采样周期内，p^*线性变化，则有p^*(k+1)＝2p^*(k)-p^*(k-1)，q^*(k+1)＝q^*(k)；预测直接功率控制策略采用转速外环、功率内环的双闭环控制结构，由转速环得到有功功率给定值，然后再利用两相静止坐标系下的电压e_α、e_β和瞬时有功功率、瞬时无功功率的给定值和实际值，根据预测直接功率控制算法可以计算得到参考电压矢量u的αβ轴分量u_α和u_β，然后与三电平SVPWM相结合，输出开关信号驱动三电平整流器。

2.根据权利要求1所述的改进T型三电平永磁直驱风电系统预测直接功率的方法，其特征在于，所述永磁同步发电机侧变换器预测直接功率控制的具体方法如下：

在两相静止αβ坐标平面上瞬时有功功率和无功功率可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

式中，u_α、u_β——静止αβ坐标系下的瞬时电压(V)；

i_α，i_β——静止αβ坐标系下的瞬时电流(A)；

假设采样周期T_s与电源的周期相比足够小，则认为在任意相邻的两个采样周期内的输入电压是不变的，即

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}(k+1)\\ u_{\mathrm{\β}}(k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]$

因此，在两个相邻的采样周期内，有功功率p和无功功率q的变化量为:

$\left[\begin{array}{c}p(k+1)-p\left(k\right)\\ q(k+1)-q\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)& u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)& -u_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}(k+1)-i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ i_{\mathrm{\β}}(k+1)-i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]$

假设三相电网电压平衡，根据PWM整流器的拓扑结构，可以得到三相电压型PWM整流器在静止αβ坐标系下的数学模型为：

$L\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-R\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\α}}\\ u_{s\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

式中，u_sα、u_sβ——参考空间电压矢量u_s的α、β轴分量(V)；

忽略电感电阻R，对上式进行导数一阶离散估计可得

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}(k+1)-i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ i_{\mathrm{\β}}(k+1)-i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{T_s}{L}(\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ u_{s\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right])$

将该式代入可得：

$\left[\begin{array}{c}p(k+1)-p\left(k\right)\\ q(k+1)-q\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{T_s}{L}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)& u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)& -u_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\end{array}\right](\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ u_{s\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right])$

由于预测直接功率控制的控制目标就是使有功功率p和无功功率q在下一个釆样时刻分别等于其设定值,即有

$\left[\begin{array}{c}p(k+1)\\ q(k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{p}^{*}(k+1)\\ q^{*}(k+1)\end{array}\right]$

将代入式可得：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ u_{s\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]-\frac{L}{T_s\left(u_{\mathrm{\α}}^2\right(k)+u_{\mathrm{\β}}^2(k\left)\right)}\×\\ \left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)& u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)& -u_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{p}^{*}(k+1)-p\left(k\right)\\ q^{*}(k+1)-q\left(k\right)\end{array}\right]\end{array}$

在预测直接功率控制中，无功功率给定q^*设为0，有功功率给定p^*由外环直流电压线性PI调节器控制，假定在任意相邻的两个采样周期内，p^*线性变化，则有p^*(k+1)＝2p^*(k)-p^*(k-1)，q^*(k+1)＝q^*(k)；预测直接功率控制策略采用转速外环、功率内环的双闭环控制结构，由转速环得到有功功率给定值，然后再利用两相静止坐标系下的电压e_α、e_β和瞬时有功功率、瞬时无功功率的给定值和实际值，根据预测直接功率控制算法可以计算得到参考电压矢量u的αβ轴分量u_α和u_β，然后与三电平SVPWM相结合，输出开关信号驱动三电平整流器。

3.根据权利要求1所述的改进T型三电平永磁直驱风电系统预测直接功率的方法，其特征在于，所述网侧变换器虚拟磁链定向的直接功率控制策略如下：

网侧变流器的控制采用双闭环控制策略，外环采用直流电压环，内环为功率环；电压外环控制直流母线电压，将采样得到的直流电压u_dc与给定电压相比较，差值经PI调节器得到有功电流参考值，将该参考电流值与直流输出电压相乘得到有功功率参考值p^*，将有功功率参考值p^*作为有功功率的给定值；内环直接以有功功率和无功功率作为控制对象，先由网侧电流和虚拟磁链计算得到瞬时有功和无功功率，再分别与有功无功功率的给定值相比较，然后将偏差值送给PI调节器，经坐标变换得到交流侧电压参考信号，根据三电平SVPWM产生PWM驱动信号去驱动逆变器功率开关管，从而实现对网侧变流器的控制。

4.根据权利要求1所述的改进T型三电平永磁直驱风电系统预测直接功率的方法，其特征在于：所述改进T型三电平永磁直驱风电系统中的T型三电平逆变器为Conergy公司的T型三电平变换器。