CN108631626B - 一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法 - Google Patents

一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN108631626B
CN108631626B CN201810447446.7A CN201810447446A CN108631626B CN 108631626 B CN108631626 B CN 108631626B CN 201810447446 A CN201810447446 A CN 201810447446A CN 108631626 B CN108631626 B CN 108631626B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage vector
power
time
reactive power
active power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201810447446.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108631626A (zh
Inventor
林明耀
李晖
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southeast University
Original Assignee
Southeast University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southeast University filed Critical Southeast University
Priority to CN201810447446.7A priority Critical patent/CN108631626B/zh
Publication of CN108631626A publication Critical patent/CN108631626A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108631626B publication Critical patent/CN108631626B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H02M7/2195—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration the switches being synchronously commutated at the same frequency of the AC input voltage
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/30—Reactive power compensation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Abstract

本发明公开了一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，该方法将有功功率以及无功功率的误差作为模糊控制器的输入，通过模糊控制规则得到相应的输出，从而构造新的目标函数；并且根据系统的离散化预测模型，分析非零电压矢量以及零电压矢量对于有功以及无功功率变化率的影响，在不同的电压矢量组合下预测有功与无功功率的大小，根据目标函数最小的原则来选择合适的电压矢量组合；通过脉冲宽度调制技术，驱动六个开关管动作，从而控制有功与无功功率跟随其给定值。该方法节约了成本并提高了系统的可靠性；对有功及无功功率进行补偿，减少电流谐波畸变率；采用预测功率控制，能够实现有功以及无功功率无静差。

Description

一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法
技术领域
本发明涉及电气传动技术，特别是涉及一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法。
背景技术
目前，随着电力电子技术的发展以及半导体开关器件性能的不断提高，三相PWM整流器已从不控整流发展到可控整流。PWM整流器采用全控型器件代替二极管或晶闸管，功率因数可调，且能量可双向流动，实现了真正的“绿色电能变换”。
对于三相PWM整流器的控制，国内外学者提出了许多高效的控制方法。其中，直接功率控制策略因其结构、算法简单、动态响应快，受到了国内外学者的极大关注。直接功率控制采用电压外环与功率内环的双闭环控制结构，通过有功和无功功率滞环比较器的输出以及电网电压矢量的位置来选择合适的开关状态，进而控制PWM整流器动作，从而使得有功功率以及无功功率跟其随给定值。
模型预测功率控制作为一种简单控制思想的控制方式，受到国内外众多学者的关注以及研究。比较典型的模型预测控制是根据系统的离散化模型，对系统下一周期的有功以及无功功率进行预测，并设定一个目标函数，选择使得目标函数值最小所对应的电压矢量，从而实现最优控制。但是由于当有功以及无功功率变化较大时，在单一目标函数的情况下，有功以及无功功率相互耦合，相互影响，不能够实现解耦控制。
发明内容
发明目的：本发明的目的是提供一种能够解决现有技术中存在的缺陷的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法。
技术方案：为达到此目的，本发明采用以下技术方案：
本发明所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，包括以下步骤：
S1：采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流ia、ib、ic，直流母线电压Udc和负载电流iL；
S2：直流母线电压Udc与给定直流母线电压Uref的差值经PI调节器输出，输出值与直流母线电压Udc的乘积为给定有功功率pref；给定无功功率qref＝0；
S3：根据对称三相电流ia、ib、ic和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q以及电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ；
S4：对k时刻的有功功率p以及无功功率q进行补偿，得到k时刻的有功功率补偿值
Figure BDA0001657597320000021
以及k时刻的无功功率补偿值
Figure BDA0001657597320000022
S5：根据k时刻的有功功率补偿值
Figure BDA0001657597320000023
以及k时刻的无功功率补偿值
Figure BDA0001657597320000024
得到k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|；
S6：将k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|作为模糊控制器的输入量，根据相应的模糊控制规则，输出变量λ，从而得到与输出值有关的目标函数cf；
S7：根据系统的离散化模型，得到各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率
Figure BDA0001657597320000025
以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率
Figure BDA0001657597320000026
S8：分别计算六个电压矢量组合(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)中各个电压矢量的作用时间，预测六个电压矢量组合所对应的k+1时刻的有功功率
Figure BDA0001657597320000027
以及k+1时刻的无功功率
Figure BDA0001657597320000028
并得到其相对应的目标函数cfn；其中，V0为零电压矢量，Va为第a个非零电压矢量，1≤a≤6；
S9：根据目标函数最小的原则，找出最小目标函数值所对应的电压矢量组合，并由已知的作用时间，结合脉宽调制技术得到三相电压型PWM整流器的六个开关管的控制信息，驱动开关管动作，使得有功功率p和无功功率q跟随其给定值。
进一步，所述步骤S3具体包括以下步骤：
S3.1：三相电压型PWM整流器的六个开关管为IGBT开关管，这六个IGBT开关管的状态Sa/b/c采用式(1)的方式表示：
Figure BDA0001657597320000029
S3.2：利用克拉克变换得到直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量uconvα和uconvβ，如式(2)所示：
Figure BDA00016575973200000210
式(2)中，Sa为a相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态，Sb为b相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态，Sc为c相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态；
S3.3：利用克拉克变换得到对称三相电流ia、ib、ic在αβ坐标系下的分量iα和iβ，如式(3)所示：
Figure BDA0001657597320000031
S3.4：利用公式
Figure BDA0001657597320000032
得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量ψα和ψβ，其中：L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感；
S3.5：利用公式
Figure BDA0001657597320000033
得到有功功率p和无功功率q，其中：ω为电网电压角速度；
S3.6：利用公式
Figure BDA0001657597320000034
得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ。
进一步，所述步骤S4中，k时刻的有功功率补偿值以及k时刻的无功功率补偿值
Figure BDA0001657597320000036
的表达式为：
Figure BDA0001657597320000037
Figure BDA0001657597320000038
式(4a)和(4b)中，
Figure BDA0001657597320000039
为k时刻系统所采用的非零电压矢量，ta是非零电压矢量
Figure BDA00016575973200000310
的作用时间，t0是零电压矢量V0的作用时间，
Figure BDA00016575973200000311
是非零电压矢量
Figure BDA00016575973200000312
对应的有功功率变化率，
Figure BDA00016575973200000313
是零电压矢量V0对应的有功功率变化率，
Figure BDA00016575973200000314
是非零电压矢量
Figure BDA00016575973200000315
对应的无功功率变化率，
Figure BDA00016575973200000316
是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk为k时刻瞬时有功功率，qk为k时刻瞬时无功功率。
进一步，所述步骤S5中，k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|如(5)所示：
Figure BDA0001657597320000041
进一步，所述步骤S6中，得到的与输出值有关的目标函数cf如(6)所示：
Figure BDA0001657597320000042
式(6)中，为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率，
Figure BDA0001657597320000044
为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率。
进一步，所述步骤S7中，各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率
Figure BDA0001657597320000045
以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率
Figure BDA0001657597320000046
如(7a)和(7b)所示：
Figure BDA0001657597320000048
式(7a)和(7b)中，是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的α分量；
Figure BDA00016575973200000410
是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的β分量；R为三相电压型PWM整流器交流侧的电阻，ω为电网电压角频率，L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感。
进一步，所述步骤S8中具体包括以下步骤：
S8.1：在一个周期内采用两个电压矢量，其中包括一个非零电压矢量以及一个零电压矢量；根据V0作为零电压矢量的原则，总共有六个不同的电压矢量组合，如(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)；
S8.2：假设电压矢量组合(V1,V0)作用时，其中非零电压矢量的作用时间ta如(8)所示：
式(8)中，
Figure BDA00016575973200000412
是非零电压矢量V1对应的有功功率变化率，
Figure BDA00016575973200000413
是零电压矢量V0对应的有功功率变化率，
Figure BDA00016575973200000414
是非零电压矢量V1对应的无功功率变化率，
Figure BDA00016575973200000415
是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率，qk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率；
如果ta＞Ts，则ta＝Ts，其中Ts为一个开关周期的时间；如果ta＜0，则ta＝0；
根据非零电压矢量作用时间以及一个开关周期的时间Ts，得到零电压矢量的作用时间t0为：
t0＝Ts-ta (9)
S8.3：根据所得到的各个电压矢量作用时间，预测(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率pk+1以及(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率qk +1，如式(10a)和(10b)所示
Figure BDA0001657597320000051
Figure BDA0001657597320000052
再根据式(11)，得到假设该电压矢量组合在k+1时刻作用时目标函数的值cf1；
cf1＝λ2(pref-pk+1)2+(1-λ)2(qref-qk+1)2 (11)
S8.4：采用S8.1-S8.3同样的做法得到在其他五个的电压矢量组合作用下目标函数的值，分别为cf2,...,cf6。
有益效果：本发明公开了一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，与现有技术相比，具有如下的有益效果：
1)采用模糊控制器来重新构造目标函数，实现有功以及无功功率的解耦控制；
2)无需交流侧电网电压传感器，节约了成本并提高了系统的可靠性；
3)对有功及无功功率进行补偿，减少电流谐波畸变率；
4)采用预测功率控制，实现有功以及无功功率无静差。
附图说明
图1为本发明具体实施方式中三相电压型PWM整流器主电路的结构图；
图2为本发明具体实施方式中控制系统的结构图。
具体实施方式
下面结合具体实施方式对本发明的技术方案作进一步的介绍。
本具体实施方式公开了一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，包括以下步骤：
S1：采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流ia、ib、ic，直流母线电压Udc和负载电流iL；
S2：直流母线电压Udc与给定直流母线电压Uref的差值经PI调节器输出，输出值与直流母线电压Udc的乘积为给定有功功率pref；给定无功功率qref＝0；
S3：根据对称三相电流ia、ib、ic和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q以及电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ；
S4：对k时刻的有功功率p以及无功功率q进行补偿，得到k时刻的有功功率补偿值
Figure BDA0001657597320000061
以及k时刻的无功功率补偿值
S5：根据k时刻的有功功率补偿值
Figure BDA0001657597320000063
以及k时刻的无功功率补偿值得到k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|；
S6：将k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|作为模糊控制器的输入量，根据相应的模糊控制规则，输出变量λ，从而得到与输出值有关的目标函数cf；
S7：根据系统的离散化模型，得到各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率
Figure BDA0001657597320000065
以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率
Figure BDA0001657597320000066
S8：分别计算六个电压矢量组合(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)中各个电压矢量的作用时间，预测六个电压矢量组合所对应的k+1时刻的有功功率
Figure BDA0001657597320000067
以及k+1时刻的无功功率
Figure BDA0001657597320000068
并得到其相对应的目标函数cfn；其中，V0为零电压矢量，Va为第a个非零电压矢量，1≤a≤6；
S9：根据目标函数最小的原则，找出最小目标函数值所对应的电压矢量组合，并由已知的作用时间，结合脉宽调制技术得到三相电压型PWM整流器的六个开关管的控制信息，驱动开关管动作，使得有功功率p和无功功率q跟随其给定值。
步骤S3具体包括以下步骤：
S3.1：三相电压型PWM整流器的六个开关管为IGBT开关管，这六个IGBT开关管的状态Sa/b/c采用式(1)的方式表示：
S3.2：利用克拉克变换得到直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量uconvα和uconvβ，如式(2)所示：
Figure BDA0001657597320000071
式(2)中，Sa为a相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态，Sb为b相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态，Sc为c相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态；
S3.3：利用克拉克变换得到对称三相电流ia、ib、ic在αβ坐标系下的分量iα和iβ，如式(3)所示：
Figure BDA0001657597320000072
S3.4：利用公式
Figure BDA0001657597320000073
得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量ψα和ψβ，其中：L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感；
S3.5：利用公式
Figure BDA0001657597320000074
得到有功功率p和无功功率q，其中：ω为电网电压角速度；
S3.6：利用公式得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ。
步骤S4中，k时刻的有功功率补偿值以及k时刻的无功功率补偿值
Figure BDA0001657597320000077
的表达式为：
Figure BDA0001657597320000079
式(4a)和(4b)中，
Figure BDA00016575973200000710
为k时刻系统所采用的非零电压矢量，ta是非零电压矢量的作用时间，t0是零电压矢量V0的作用时间，是非零电压矢量
Figure BDA00016575973200000713
对应的有功功率变化率，
Figure BDA0001657597320000081
是零电压矢量V0对应的有功功率变化率，
Figure BDA0001657597320000082
是非零电压矢量
Figure BDA0001657597320000083
对应的无功功率变化率，
Figure BDA0001657597320000084
是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk为k时刻瞬时有功功率，qk为k时刻瞬时无功功率。
步骤S5中，k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|如(5)所示：
步骤S6中，得到的与输出值有关的目标函数cf如(6)所示：
Figure BDA0001657597320000086
式(6)中，为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率，
Figure BDA0001657597320000088
为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率。
步骤S7中，各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率
Figure BDA0001657597320000089
以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率
Figure BDA00016575973200000810
如(7a)和(7b)所示：
Figure BDA00016575973200000812
式(7a)和(7b)中，是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的α分量；
Figure BDA00016575973200000814
是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的β分量；R为三相电压型PWM整流器交流侧的电阻，ω为电网电压角频率，L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感。
步骤S8中具体包括以下步骤：
S8.1：在一个周期内采用两个电压矢量，其中包括一个非零电压矢量以及一个零电压矢量；根据V0作为零电压矢量的原则，总共有六个不同的电压矢量组合，如(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)；
S8.2：假设电压矢量组合(V1,V0)作用时，其中非零电压矢量的作用时间ta如(8)所示：
Figure BDA0001657597320000091
式(8)中，
Figure BDA0001657597320000092
是非零电压矢量V1对应的有功功率变化率，
Figure BDA0001657597320000093
是零电压矢量V0对应的有功功率变化率，
Figure BDA0001657597320000094
是非零电压矢量V1对应的无功功率变化率，
Figure BDA0001657597320000095
是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率，qk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率；
如果ta＞Ts，则ta＝Ts，其中Ts为一个开关周期的时间；如果ta＜0，则ta＝0；
根据非零电压矢量作用时间以及一个开关周期的时间Ts，得到零电压矢量的作用时间t0为：
t0＝Ts-ta (9)
S8.3：根据所得到的各个电压矢量作用时间，预测(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率pk+1以及(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率qk +1，如式(10a)和(10b)所示
Figure BDA0001657597320000096
Figure BDA0001657597320000097
再根据式(11)，得到假设该电压矢量组合在k+1时刻作用时目标函数的值cf1；
cf1＝λ2(pref-pk+1)2+(1-λ)2(qref-qk+1)2 (11)
S8.4：采用S8.1-S8.3同样的做法得到在其他五个的电压矢量组合作用下目标函数的值，分别为cf2,...,cf6。
如图1所示为三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构图，包括三相电网电压ua/b/c、交流侧的滤波电感L、滤波电容C、电阻负载RL和六个IGBT开关管组成的整流桥；图1中：R为交流侧的滤波电感L上的寄生电阻，ia/b/c为对称三相电流，Sa/b/c为六个IGBT开关管状态，idc为直流侧电流，ic为滤波电容电流，Udc为直流母线电压，iL为负载电流。
本案的控制系统如图2所示，包括控制电路和功率主电路：控制电路包括霍尔传感器和主控芯片，本案采用的主控芯片为DSP28335；功率主电路主要包括电压外环和功率内环。

Claims (7)

1.一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1：采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流ia、ib、ic，直流母线电压Udc和负载电流iL；
S2：直流母线电压Udc与给定直流母线电压Uref的差值经PI调节器输出，PI调节器的输出值与直流母线电压Udc的乘积为给定有功功率pref；给定无功功率qref＝0；
S3：根据对称三相电流ia、ib、ic和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q以及电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ；
S4：对k时刻的有功功率p以及无功功率q进行补偿，得到k时刻的有功功率补偿值
Figure FDA0002136159570000011
以及k时刻的无功功率补偿值
Figure FDA0002136159570000012
S5：根据k时刻的有功功率补偿值
Figure FDA0002136159570000013
以及k时刻的无功功率补偿值
Figure FDA0002136159570000014
得到k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|；
S6：将k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|作为模糊控制器的输入量，根据相应的模糊控制规则，输出变量λ，从而得到与输出变量λ有关的目标函数cf；
S7：根据系统的离散化模型，得到各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率
Figure FDA0002136159570000015
以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率
S8：分别计算六个电压矢量组合(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)中各个电压矢量的作用时间，预测六个电压矢量组合所对应的k+1时刻的有功功率
Figure FDA0002136159570000017
以及k+1时刻的无功功率
Figure FDA0002136159570000018
并得到其相对应的目标函数cfn；其中，V0为零电压矢量，Va为第a个非零电压矢量，1≤a≤6；
S9：根据目标函数最小的原则，找出最小目标函数值所对应的电压矢量组合，并由已知的作用时间，结合脉宽调制技术得到三相电压型PWM整流器的六个开关管的控制信息，驱动开关管动作，使得有功功率p和无功功率q跟随其给定值。
2.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S3具体包括以下步骤：
S3.1：三相电压型PWM整流器的六个开关管为IGBT开关管，这六个IGBT开关管的状态Sa/b/c采用式(1)的方式表示：
Figure FDA0002136159570000021
S3.2：利用克拉克变换得到直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量uconvα和uconvβ，如式(2)所示：
Figure FDA0002136159570000022
式(2)中，Sa为a相电压型PWM整流器的两个IGBT开关管状态，Sb为b相电压型PWM整流器的两个IGBT开关管状态，Sc为c相电压型PWM整流器的两个IGBT开关管状态；
S3.3：利用克拉克变换得到对称三相电流ia、ib、ic在αβ坐标系下的分量iα和iβ，如式(3)所示：
Figure FDA0002136159570000023
S3.4：利用公式
Figure FDA0002136159570000024
得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量ψα和ψβ，其中：L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感；
S3.5：利用公式
Figure FDA0002136159570000025
得到有功功率p和无功功率q，其中：ω为电网电压角频率；
S3.6：利用公式
Figure FDA0002136159570000026
得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ。
3.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S4中，k时刻的有功功率补偿值
Figure FDA0002136159570000027
以及k时刻的无功功率补偿值
Figure FDA0002136159570000031
的表达式为：
Figure FDA0002136159570000032
Figure FDA0002136159570000033
式(4a)和(4b)中，
Figure FDA0002136159570000034
为k时刻系统所采用的非零电压矢量，ta是非零电压矢量的作用时间，t0是零电压矢量V0的作用时间，
Figure FDA0002136159570000036
是非零电压矢量
Figure FDA0002136159570000037
对应的有功功率变化率，
Figure FDA0002136159570000038
是零电压矢量V0对应的有功功率变化率，是非零电压矢量
Figure FDA00021361595700000310
对应的无功功率变化率，
Figure FDA00021361595700000311
是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk为k时刻瞬时有功功率，qk为k时刻瞬时无功功率。
4.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S5中，k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|如(5)所示：
Figure FDA00021361595700000312
5.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S6中，得到的与输出变量λ有关的目标函数cf如(6)所示：
Figure FDA00021361595700000313
式(6)中，
Figure FDA00021361595700000314
为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率，
Figure FDA00021361595700000315
为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率。
6.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S7中，各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率
Figure FDA00021361595700000316
以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率
Figure FDA00021361595700000317
如(7a)和(7b)所示：
Figure FDA00021361595700000319
式(7a)和(7b)中，
Figure FDA00021361595700000320
是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的α分量；
Figure FDA00021361595700000321
是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的β分量；R为三相电压型PWM整流器交流侧的电阻，ω为电网电压角频率，L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感。
7.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S8中具体包括以下步骤：
S8.1：在一个周期内采用两个电压矢量，其中包括一个非零电压矢量以及一个零电压矢量；根据V0作为零电压矢量的原则，总共有六个不同的电压矢量组合，如(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)；
S8.2：假设电压矢量组合(V1,V0)作用时，其中非零电压矢量的作用时间ta如(8)所示：
式(8)中，
Figure FDA0002136159570000042
是非零电压矢量V1对应的有功功率变化率，
Figure FDA0002136159570000043
是零电压矢量V0对应的有功功率变化率，
Figure FDA0002136159570000044
是非零电压矢量V1对应的无功功率变化率，
Figure FDA0002136159570000045
是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率，qk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率；
如果ta＞Ts，则ta＝Ts，其中Ts为一个开关周期的时间；如果ta＜0，则ta＝0；
根据非零电压矢量作用时间以及一个开关周期的时间Ts，得到零电压矢量的作用时间t0为：
t0＝Ts-ta (9)
S8.3：根据所得到的各个电压矢量作用时间，预测(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率pk+1以及(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率qk+1，如式(10a)和(10b)所示
Figure FDA0002136159570000046
Figure FDA0002136159570000047
再根据式(11)，得到假设该电压矢量组合在k+1时刻作用时目标函数cf1的值；
cf1＝λ2(pref-pk+1)2+(1-λ)2(qref-qk+1)2 (11)
S8.4：采用S8.1-S8.3同样的做法得到在其他五个的电压矢量组合作用下目标函数的值，分别为cf2,...,cf6。
CN201810447446.7A 2018-05-11 2018-05-11 一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法 Active CN108631626B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810447446.7A CN108631626B (zh) 2018-05-11 2018-05-11 一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810447446.7A CN108631626B (zh) 2018-05-11 2018-05-11 一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108631626A CN108631626A (zh) 2018-10-09
CN108631626B true CN108631626B (zh) 2020-01-07

Family

ID=63692814

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201810447446.7A Active CN108631626B (zh) 2018-05-11 2018-05-11 一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN108631626B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110635736B (zh) * 2019-09-23 2021-08-24 北京机械设备研究所 一种永磁同步电机低功耗控制方法及控制电路
CN114123910B (zh) * 2021-10-22 2023-10-10 江苏大学 一种发电机的简化控制集模型预测直接功率控制方法
CN114362548B (zh) * 2021-12-20 2023-10-13 中国矿业大学 一种双级式矩阵变换器最优开关序列模型预测控制算法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103904922A (zh) * 2014-03-27 2014-07-02 东南大学 一种基于虚拟磁链定向用于电压型整流器的控制方法
CN106130381A (zh) * 2016-08-23 2016-11-16 东南大学 基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103904922A (zh) * 2014-03-27 2014-07-02 东南大学 一种基于虚拟磁链定向用于电压型整流器的控制方法
CN106130381A (zh) * 2016-08-23 2016-11-16 东南大学 基于虚拟磁链定向的功率前馈预测直接功率的控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
《A Fuzzy Logic Controller for Direct Power Control ofPWM Rectifiers with SVM》;R. Skandari等;《2006 International Conference on Power Electronic, Drives and Energy Systems》;20070410;全文 *
《基于模糊滞环的三相电压型整流器直接功率控制》;黄晶晶等;《第三十二届中国控制会议论文集（E卷）》;20130728;全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN108631626A (zh) 2018-10-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108616132B (zh) 一种基于三矢量的模型预测直接功率控制方法
CN107317490B (zh) 一种基于三相Vienna整流器的无差拍预测直接功率控制方法
Liu et al. Review and comparison of control strategies in active power decoupling
Silva Sliding-mode control of boost-type unity-power-factor PWM rectifiers
Ahmed et al. A modified stationary reference frame-based predictive current control with zero steady-state error for LCL coupled inverter-based distributed generation systems
CN104734545B (zh) 基于模型预测和电压平方控制的pwm整流器的控制方法
JP6569839B1 (ja) 電力変換装置
CN104022662B (zh) 基于模型预测控制的pwm整流器控制方法及装置
CN108321812B (zh) 一种基于模糊pi控制的预测直接功率控制方法
CN108631626B (zh) 一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法
CN102158106B (zh) 电压源型pwm整流器的并联结构及其整流器控制方法
CN108011553A (zh) 一种基于虚拟磁链的双pwm变频器模型预测直接功率控制方法
CN108512452A (zh) 一种直流微电网并网变换器电流的控制系统及控制方法
CN105007015B (zh) 一种五桥臂的可控整流变频调速系统的模型预测控制方法
CN114123225B (zh) 一种基于双预测控制的三相无功补偿器的控制方法
Srdic et al. Predictive fast DSP-based current controller for thyristor converters
Ryan et al. Digital control of an interleaved BCM boost PFC converter with fast transient response at low input voltage
CN103929073B (zh) 一种三电平pwm整流器的变开关组合直接功率控制方法
CN109639153B (zh) 一种Quasi-Z源间接矩阵变换器的模型预测控制方法
CN109802397A (zh) 静止无功发生器的自适应pi双闭环控制方法
Izadinia et al. Optimized current control of vienna rectifier using finite control set model predictive control
CN110011553A (zh) 一种抑制功率波动的pwm整流器预测控制方法及其装置
Soeiro et al. New unidirectional hybrid delta-switch rectifier
CN107370402B (zh) 一种基于离散Lyapunov函数的切换控制方法
CN103036410B (zh) 模块化多电平变流器桥臂电流解耦控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant