CN105162381B - 基于pr调节的无电解电容变频驱动控制系统及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及基于PR调节的无电解电容变频驱动控制方法，包括：采集网侧相角和电机三相电源中任两相的实时电流；对所述实时电流进行Clark变换和Park变换，得到α轴电流、β轴电流、d轴实时电流和q轴实时电流；计算q轴给定电流和d轴给定电流；计算d轴误差电流和q轴误差电流，分别对d轴误差电流和q轴误差电流进行PR调节，得到d轴给定电压和q轴给定电压；对其进行Park逆变换，得到α轴给定电压和β轴给定电压；对逆变器进行脉宽调制，并通过所述逆变器控制电机。本发明能实现电机在弱磁区高速运行，提高了dq电流跟踪性能，确保了网侧高功率因数，提高了系统可靠性，控制简单有效，适合在家用电器领域应用。

Description

基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统及控制方法

技术领域

本发明涉及变频驱动领域，尤其涉及基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统及控制方法。

背景技术

随着能源与环境问题变得越来越突出，单相交流输入的变频驱动方案因在节能方面具有巨大优势，在空调、冰箱、洗衣机等家用电器中应用得越来越广泛。因永磁同步电机具有较高的效率，结构简单、过载能力大、转动惯量小以及转矩脉动小等特点，非常适用于家用电器的驱动系统。

在单相交流输入的变频驱动场合，由于输入输出瞬时功率的不平衡，不得不在母线侧广泛采用大电解电容缓冲能量，平衡输入侧与输出侧瞬时功率实现功率解耦。然而大电解电容存在以下缺点：1、电解电容容量随温度及频率变化波动较大，尤其当电解电容在高温下使用时，电解液会挥发，造成电容量降低。2、当电容量降为初始值的60％时，一般视为电容寿命终止，对系统效率及稳定可靠性造成严重影响。3、用于功率解耦的电解电容通常体积较大，限制了电力变换器功率密度的提高。4、母线采用大电解电容，输入侧电流质量较差。为改善输入侧电流质量，需要增加功率因数校正(PFC)电路，增加了系统的损耗和成本。

为消除电解电容，常用的方法为：1、直接用矩阵变换器替代传统的整流、逆变的拓扑结构。这种结构无需中间级的直流环节，具有功率双向流动、功率因数可控的特点。但是，矩阵变换器需大量单向开关器件来实现双向开关效果，这将导致拓扑结构复杂，控制实现较难。此外，它不能应用到单相供电的电能变换系统中。2、在不控整流器和逆变器之间加入Z-源逆变电路。加入Z-源逆变电路后，通过调节直通零矢量，升高不控整流后的电压，可以达到母线电压纹波系数小、功率因数高的效果。但是实际直通零矢量调节范围有限，难以达到理想的效果。而且，该拓扑结构复杂，额外的开关器件增加了能源消耗。

此外，由于母线侧不存在大容量电解电容，单相输入无电解电容变换器母线侧电压会以两倍输入电压频率大幅度波动。由于结构特性的原因，无电解电容变换器系统的瞬时输出功率中也含有两倍输入电压频率谐波。因此，单相输入的无电解电容变频驱动系统中的d轴电流和q轴电流存在两倍输入电压频率波动。传统的比例积分电流控制器不能很好跟踪dq轴电流的两倍输入电压频率谐波，影响电流跟踪性能。因此，针对该变换器需要研究一种简单有效的实现电流无差跟踪的控制方法，不仅可以实现网侧单位功率因数和网侧低含量电流谐波，而且可以优化电机相电流波形，实现系统宽调速范围运行，提高系统的可靠性。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对母线无电解电容变频驱动系统，提供一种通过控制d轴电流和q轴电流实现网侧高功率因数的变频驱动控制方法。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：基于PR调节的无电解电容变频驱动控制方法，包括以下步骤：

S1、采集电机转子的实时转速和实时位置，采集网侧相角和电机三相电源中任两相的实时电流；

S2、对所述实时电流进行Clark变换，得到α轴电流和β轴电流，对所述α轴电流和β轴电流进行Park变换，得到d轴实时电流和q轴实时电流；

S3、计算q轴给定电流和d轴给定电流；

S4、比较所述d轴实时电流和d轴给定电流，得到d轴误差电流，比较所述q轴实时电流和q轴给定电流，得到q轴误差电流；

S5、对d轴误差电流进行PR调节得到d轴给定电压，对q轴误差电流进行PR调节得到q轴给定电压；

S6、根据所述实时位置对所述d轴给定电压和q轴给定电压进行Park逆变换，得到α轴给定电压和β轴给定电压；

S7、采集母线电压，根据所述α轴给定电压、β轴给定电压和母线电压对逆变器进行脉宽调制，并通过所述逆变器控制电机。

所述PR调节具体说是通过非理想PR控制器对d轴电流和q轴电流进行调节，对应得到交流侧d轴给定电压和q轴给定电压。

本发明的有益效果是，本发明所提出的控制方法是从其整体电路特性考虑，依据建立的近似数学模型，提出了一种基于瞬时功率传输途径的无电解电容的单相输入变频驱动系统的比例谐振控制策略。该控制策略只需要一个电压外环PI积分器和两个电流内环PR控制器实现闭环控制，即可在两相同步旋转坐标系下实现系统的瞬时功率控制和网侧单位功率因数调节。

进一步，所述PR调节是通过非理想PR控制器对d轴电流和q轴电流进行调节，对应得到交流侧d轴给定电压和q轴给定电压：

式中，和为无电解电容的单相输入变频驱动系统在两相同步旋转dq坐标系下的交流侧dq轴电压参考值；K_p、K_r分别为非理想PR控制器的比例项系数和谐振项系数，w₀为谐振频率，w_c为截止频率，且w_c远小于w₀。

采用上述进一步方案的有益效果是，电流内环采用PR控制器后，提高了dq电流跟踪性能，确保了网侧高功率因数，优化了电机相电流，提高了系统可靠性，控制简单有效，适合在家用电器领域应用。

进一步，所述步骤S3中计算d轴给定电流和q轴给定电流的方法，包括如下步骤：

S31、比对电机实时转速和给定转速，得到转速误差，对所述转速误差进行PI调节得到电流矢量幅值的给定；

S32、通过检测网侧电压得到网侧相角，并根据所述网侧相角、上一周期的d轴给定电流和电流矢量幅值的给定计算得出q轴给定电流；

S33、根据d轴给定电压、q轴给定电压、q轴给定电流以及电流矢量幅值的给定计算得出d轴给定电流。

采用上述进一步方案的有益效果是，通过控制d轴电流和q轴电流，来控制逆变器的输出功率，进而控制网侧电流波形，实现网侧高功率因数。

进一步，所述步骤S32中计算q轴给定电流的计算方法如下：

假定网侧为单位功率因数，网侧电压、网侧电流均为正弦波，则网侧输入功率以2倍输入频率波动,如式(1)，

p_g＝P_gp sin²θ_g (1)

其中，p_g为网侧功率瞬时值，P_gp为网侧输入功率峰值，θ_g为网侧相角，

p_ivt≈p_g (2)

其中，p_ivt为逆变器输出功率；

永磁同步电机在同步旋转dq坐标系下的电压方程为：

逆变器输出功率p_ivt由电机的电流矢量与电压矢量的内积决定，为:

其中，p_loss为电机电阻功率、p_idct为电感功率，p_m为电机轴上输出的机械功率，忽略电机电阻功率p_loss及电感功率p_idct，则

将式(1)与式(5)代入式(2)，得到q轴给定电流为：

ω_r为电机电角速度，P_gp为网侧输入功率峰值，i_sr为转速PI模块的输出,θ_g为网侧相角；L_d为d轴电感，L_q为q轴电感，为永磁磁链，i_d为d轴实时电流，将在σ＝0处进行傅立叶展开，忽略高阶项后，q轴给定电流为：

其中，i_q0为忽略d轴电流对逆变器输出功率影响时的q轴电流。

采用上述进一步方案的有益效果是，因母线没有大电解电容，只有容量为几微法至几十微法的小薄膜电容，母线功率可忽略不计，逆变器输出功率p_ivt近似等于网侧输入功率p_g。电机高速运行时，电机电阻功率p_loss及电感功率p_idct可以忽略，逆变器输出功率p_ivt近似等于电机轴上输出机械功率p_m，有效计算出了q轴电流给定以2倍输入频率波动，简化了q轴电流给定的计算。

进一步，所述步骤S33包括如下步骤：

S331、根据所述d轴给定电压和q轴给定电压计算得出给定电压矢量幅值；

S332、设定母线最低电压的上限电压，用该上限电压减去所述给定电压矢量幅值，得到误差电压，当该误差电压大于零时，对其进行PI调节，得出电流矢量幅值增量的给定；

S333、用所述电流矢量幅值增量的给定加上所述电流矢量幅值的给定，对其叠加后的值进行限幅，得到限幅后的电流矢量幅值的给定；

S334、通过所述限幅后的电流矢量幅值的给定和q轴给定电流计算得到d轴给定电流。

进一步，所述步骤S33中计算d轴给定电流的计算方法如下：

电流矢量幅值增量的给定Δi_sr加上电流矢量幅值的给定i_sr，经过限幅环节，得到限幅后的电流矢量幅值的给定于是，d轴电流给定为：

其中，为q轴给定电流。

采用上述进一步方案的有益效果是，通过实时反馈d轴给定电压和q轴给定电压，实时调整电流矢量的幅值，进而调整d轴给定电流，从而调节母线电压的波动在设定范围内，确保电流环具有足够的电压裕度，可以实现电机宽调速范围运行，同时增强对电机参数误差的鲁棒性。

本发明还公开了基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统，包括：网侧电压采集模块、电机电流采集模块、母线电压采集模块、转速位置检测模块、转速误差模块、转速PI模块、dq轴电流给定模块、d轴电流误差模块、q轴电流误差模块、d轴电流PR模块、q轴电流PR模块，Clark变换模块、Park变换模块、Park逆变换模块、脉宽调制模块；

所述网侧电压采集模块用于采集电源电路中电源的实时电压，并将其发送至dq轴电流给定模块；

所述电机电流采集模块用于采集电机电源中任两相的实时电流，并将其发送至Clark变换模块；

所述母线电压采集模块用于采集母线电压，并将其发送至脉宽调制模块；

所述转速位置检测模块用于采集电机轴的实时转速和实时位置；

所述转速误差模块用于将所述实时转速与给定转速对比，得到误差转速，并将其发送至转速PI模块；

所述转速PI模块对所述误差转速进行PI调节，得到电流矢量幅值的给定，并将其发送至dq电流给定模块；

所述dq轴电流给定模块用于根据所述电源电压、电流矢量幅值的给定、d轴给定电压和q轴给定电压计算d轴给定电流和q轴给定电流，并将其分别发送至d轴电流误差模块和q轴电流误差模块；

所述d轴电流误差模块用于比较所述d轴给定电流和d轴实时电流，得到d轴误差电流，并将其发送至d轴电流PR模块；

所述q轴电流误差模块用于比较所述q轴给定电流和q轴实时电流，得到q轴误差电流，并将其发送至q轴电流PR模块；

所述d轴电流PR模块用于对所述d轴误差电流进行PR调节，得到d轴给定电压，并将其发送至Park逆变换模块和dq轴电流给定模块；

所述q轴电流PR模块用于对所述q轴误差电流进行PR调节，得到q轴给定电压，并将其发送至Park逆变换模块和dq轴电流给定模块；

所述Park逆变换模块将所述d轴给定电压和q轴给定电压进行Park逆变换，得到α轴给定电压和β轴给定电压，并将其发送至脉宽调制模块；

所述脉宽调制模块根据所述母线电压、α轴给定电压和β轴给定电压向逆变器发送电压脉冲；

所述逆变器根据所述脉宽调制模块发送的电压脉冲控制电机。

所述Clark变换模块用于对接收到的所述实时电流进行Clark变换，得到α轴电流和β轴电流，并将其发送至Park变换模块；

所述Park变换模块用于对所述α轴电流和β轴电流进行Park变换，得到d轴实时电流和q轴实时电流，并将其分别发送至d轴电流误差模块和q轴电流误差模块。

所述脉宽调制模块是空间矢量脉宽调制模块。

本发明还公开了基于PR调节的无电解电容单相输入变频驱动控制系统，包括：电源电路、整流器、薄膜电容、电机、逆变器和如权利要求7所述的基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统；

所述电源电路用于为所述整流器提供单相交流电；

所述整流器用于将所述单相交流电整流成直流电，并为所述逆变器供电；

所述薄膜电容的两端分别连接所述整流器的输出端的两端，所述薄膜电容用于吸收因逆变器开关管的开关产生的高次谐波；

所述逆变器用于接收所述的基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统发送的电压脉冲，并根据所述电压脉冲控制电机。

所述的基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统，用于采集所述电机轴的实时转速、实时位置、给定转速，还用于采集电源电路中电源的电压、母线电压，根据上述变量计算得到电压脉冲，并将所述电压脉冲发送至所述逆变器。

所述电机为永磁同步电机，所述整流器为单相不控整流器，所述逆变器为三相电压型逆变器。

本发明的有益效果是，通过控制d轴电流和q轴电流来控制逆变器的输出功率，进而控制网侧电流波形，从而达到高功率因数的目的。通过实时反馈d轴给定电压和q轴给定电压，实时调整电流矢量的幅值，进而调整d轴给定电流，从而调节母线电压的波动在设定范围内，进一步提高网侧功率因数。如此，在确保网侧高功率因数的前提下，能实现电机在弱磁区高速运行，能够优化电机相电流，同时能够增强对电机参数误差的鲁棒性，能提高系统可靠性，控制简单有效。

附图说明

图1为本发明dq轴电流给定模块的结构框图；

图2为本发明通过q轴给定电流计算d轴给定电流的计算流程图；

图3为本发明无电解电容单相输入变频驱动系统的拓扑结构图；

图4为本发明基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统的连接结构图；

图5为本发明基于PR调节的无电解电容单相输入变频驱动控制系统的连接结构图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

图4为本发明基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统的连接结构图。

基于PR调节的无电解电容变频驱动控制方法，包括以下步骤：

S1、采集电机转子的实时转速和实时位置，采集网侧相角和电机三相电源中任两相的实时电流；

S2、对所述实时电流进行Clark变换，得到α轴电流i_α和β轴电流i_β，对所述α轴电流i_α和β轴电流i_β进行Park变换，得到d轴实时电流i_d和q轴实时电流i_q；

S3、计算q轴给定电流和d轴给定电流

S4、比较所述d轴实时电流i_d和d轴给定电流得到d轴误差电流Δi_d，比较所述q轴实时电流i_q和q轴给定电流得到q轴误差电流Δi_q；

S5、对d轴误差电流进行PR调节得到d轴给定电压Δu_d，对q轴误差电流进行PR调节得到q轴给定电压Δu_q；

S6、根据所述实时位置对所述d轴误差电压Δu_d和q轴误差电压Δu_q进行Park逆变换，得到α轴给定电压和β轴给定电压

S7、采集母线电压，根据所述α给定电压β给定电压和母线电压u_dc对逆变器进行脉宽调制，并通过所述逆变器控制电机。

所述PR调节是通过非理想PR控制器对d轴电流和q轴电流进行调节，对应得到交流侧d轴给定电压和q轴给定电压：

式中，和为无电解电容的单相输入变频驱动系统在两相同步旋转dq坐标系下的交流侧dq轴电压参考值；K_p、K_r分别为非理想PR控制器的比例项系数和谐振项系数，w₀为谐振频率，w_c为截止频率，且w_c远小于w₀。

其中网侧相角是通过采集网侧电压后计算得到的。

如图1所示为dq轴电流给定模块的结构框图。

所述步骤S430中计算d轴给定电流和q轴给定电流的方法，包括如下步骤：

S31、比对电机实时转速w_r和给定转速得到转速误差，对所述转速误差进行PI调节得到电流矢量幅值的给定i_sr；

S32、检测网侧相角θ_g，并根据所述网侧相角θ_g、上一周期的d轴给定电流和电流矢量幅值的给定i_sr计算得出q轴给定电流

S33、根据d轴给定电压q轴给定电压q轴给定电流以及电流矢量幅值的给定i_sr计算得出d轴给定电流

其中，给定转速可通过电机控制装置获得。通过采集网侧电压，然后根据采集到的网侧电压计算得出网侧相角θ_g。而上一周期的d轴给定电流会储存在该电机控制装置内，在计算时可从该电机控制装置中获得。

d轴电流给定模块的主要功能是优化电机相电流波形及实现弱磁控制，输入为转速PI模块的输出，d轴电压给定，q轴电压给定，以及q轴电流给定，输出为d轴电流给定。

所述步骤S32中计算q轴给定电流的计算方法如下：

假定网侧为单位功率因数，网侧电压、网侧电流均为正弦波，则网侧输入功率以2倍输入频率波动,如式(1)。

p_g＝P_gp sin²θ_g (1)

上式中，p_g为网侧功率瞬时值，P_gp为网侧输入功率峰值，θ_g为网侧相角。

因母线没有大电解电容，只有几微法或几十微法的小薄膜电容，母线功率可忽略不计，逆变器输出功率p_ivt近似等于网侧输入功率p_g。

p_ivt≈p_g (2)

永磁同步电机在同步旋转dq坐标系下的电压方程为：

逆变器输出功率p_ivt由电机的电流矢量与电压矢量的内积决定，为:

电机高速运行时，电机电阻功率p_loss及电感功率p_idct可以忽略，逆变器输出功率p_ivt近似等于电机轴上输出机械功率p_m。

将式(1)与式(5)代入式(2)，得到q轴电流给定为：

其中，i_sr为转速PI模块输出,θ_g为网侧相角；L_d为d轴电感，L_q为q轴电感，为永磁磁链。σ一般远小于1，将在σ＝0处傅立叶展开。忽略高阶项，q轴电流给定为：

图2为通过q轴给定电流计算d轴给定电流的计算流程图。

所述步骤S33包括如下步骤：

S331、根据所述d轴给定电压和q轴给定电压计算得出给定电压矢量幅值

S332、设定母线最低电压的上限电压u₀，用该上限电压u₀减去所述给定电压矢量幅值得到误差电压ΔU，当该误差电压ΔU大于零时，对其进行PI调节，得出电流矢量幅值增量的给定Δi_sr；

S333、用所述电流矢量幅值增量的给定Δi_sr加上所述电流矢量幅值的给定i_sr，对其叠加后的值进行限幅，得到限幅后的电流矢量幅值的给定

S334、通过所述限幅后的电流矢量幅值的给定和q轴给定电流计算得到d轴给定电流

所述步骤S33中计算d轴给定电流的计算方法如下：

保持电流矢量的幅值为常数，该常数根据状态反馈实时调整。因为母线无电解电容，母线电压会以2倍输入频率波动。当波动的母线电压最小值大于u₀时，增加d轴电流，增强弱磁效果，减小反电动势，以进一步提高功率因数和电机转速。u₀靠手动调节。根据计算出经过比较得到电压误差ΔU。当ΔU＞0时，ΔU连接PI模块；否则，PI模块不起作用。电流矢量幅值增量的给定Δi_sr加上电流矢量幅值的给定i_sr，经过限幅环节，得到限幅后的电流矢量幅值的给定于是，d轴电流给定为：

图4为本发明基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统的连接结构图。

基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统，包括：网侧电压采集模块、电机电流采集模块、母线电压采集模块、转速位置检测模块、转速误差模块、转速PI模块、dq轴电流给定模块、d轴电流误差模块、q轴电流误差模块、d轴电流PR模块、q轴电流PR模块，Clark变换模块、Park变换模块、Park逆变换模块、脉宽调制模块；

所述网侧电压采集模块用于采集电源电路中电源的实时电压，并将其发送至dq轴电流给定模块；

所述电机电流采集模块用于采集电机电源中任两相的实时电流，并将其发送至Clark变换模块；

所述母线电压采集模块用于采集母线电压，并将其发送至脉宽调制模块；

所述转速位置检测模块用于采集电机轴的实时转速和实时位置；

所述转速误差模块用于将所述实时转速与给定转速对比，得到误差转速，并将其发送至转速PI模块；

所述转速PI模块对所述误差转速进行PI调节，得到电流矢量幅值的给定，并将其发送至dq电流给定模块；

所述dq轴电流给定模块用于根据所述电源电压、电流矢量幅值的给定、d轴给定电压和q轴给定电压计算d轴给定电流和q轴给定电流，并将其分别发送至d轴电流误差模块和q轴电流误差模块；

所述d轴电流误差模块用于比较所述d轴给定电流和d轴实时电流，得到d轴误差电流，并将其发送至d轴电流PR模块；

所述q轴电流误差模块用于比较所述q轴给定电流和q轴实时电流，得到q轴误差电流，并将其发送至q轴电流PR模块；

所述d轴电流PR模块用于对所述d轴误差电流进行PR调节，得到d轴给定电压，并将其发送至Park逆变换模块和dq轴电流给定模块；

所述q轴电流PR模块用于对所述q轴误差电流进行PR调节，得到q轴给定电压，并将其发送至Park逆变换模块和dq轴电流给定模块；

所述Park逆变换模块将所述d轴给定电压和q轴给定电压进行Park逆变换，得到α轴给定电压和β轴给定电压，并将其发送至脉宽调制模块；

所述脉宽调制模块根据所述母线电压、α轴给定电压和β轴给定电压向逆变器发送电压脉冲；

所述逆变器根据所述脉宽调制模块发送的电压脉冲控制电机。

所述Clark变换模块用于对接收到的所述实时电流进行Clark变换，得到α轴电流和β轴电流，并将其发送至Park变换模块；

所述Park变换模块用于对所述α轴电流和β轴电流进行Park变换，得到d轴实时电流和q轴实时电流，并将其分别发送至d轴电流误差模块和q轴电流误差模块。

所述脉宽调制模块是空间矢量脉宽调制模块。

图3为无电解电容单相输入变频驱动系统的拓扑结构图。

图5为基于PR调节的无电解电容单相输入变频驱动控制系统的连接结构图。

基于PR调节的无电解电容单相输入变频驱动控制系统，包括：电源电路、整流器、薄膜电容、电机、逆变器和如权利要求7所述的基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统；

所述电源电路用于为所述整流器提供单相交流电；

所述整流器用于将所述单相交流电整流成直流电，并为所述逆变器供电；

所述薄膜电容的两端分别连接所述整流器的输出端的两端，所述薄膜电容用于吸收因逆变器开关管的开关产生的高次谐波；

所述逆变器用于接收所述的基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统发送的电压脉冲，并根据所述电压脉冲控制电机。

所述的基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系统，用于采集所述电机轴的实时转速、实时位置、给定转速，还用于采集电源电路中电源的电压、母线电压，根据上述变量计算得到电压脉冲，并将所述电压脉冲发送至所述逆变器。

所述电机为永磁同步电机，所述整流器为单相不控整流器，所述逆变器为三相电压型逆变器。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.基于PR调节的无电解电容变频驱动控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、采集电机转子的实时转速和实时位置，采集网侧相角和电机三相电源中任两相的实时电流；

S2、对所述实时电流进行Clark变换，得到α轴电流和β轴电流，对所述α轴电流和β轴电流进行Park变换，得到d轴实时电流和q轴实时电流；

S3、计算q轴给定电流和d轴给定电流；

S31、比对电机实时转速和给定转速，得到转速误差，对所述转速误差进行PI调节得到电流矢量幅值的给定；

S32、通过检测网侧电压得到网侧相角，并根据所述网侧相角、上一周期的d轴给定电流和电流矢量幅值的给定计算得出q轴给定电流；

其中计算q轴给定电流的计算方法如下：

假定网侧为单位功率因数，网侧电压、网侧电流均为正弦波，则网侧输入功率以2倍输入频率波动,如式(1)，

p_g＝P_gpsin²θ_g (1)

其中，p_g为网侧功率瞬时值，P_gp为网侧输入功率峰值，θ_g为网侧相角，p_ivt≈p_g (2)

其中，p_ivt为逆变器输出功率；

永磁同步电机在同步旋转dq坐标系下的电压方程为：

其中R_s为定子电阻值，i_q为q轴实时电流，逆变器输出功率p_ivt由电机的电流矢量与电压矢量的内积决定，为:

其中，p_loss为电机电阻功率、p_idct为电感功率，p_m为电机轴上输出的机械功率，忽略电机电阻功率p_loss及电感功率p_idct，则

将式(1)与式(5)代入式(2)，得到q轴给定电流为：

ω_r为电机电角速度，P_gp为网侧输入功率峰值，i_sr为转速PI模块的输出,θ_g为网侧相角；L_d为d轴电感，L_q为q轴电感，为永磁磁链，i_d为d轴实时电流，将在σ＝0处进行傅立叶展开，忽略高阶项后，q轴给定电流为：

其中，i_q0为忽略d轴电流对逆变器输出功率影响时的q轴电流；

S33、根据d轴给定电压、q轴给定电压、q轴给定电流以及电流矢量幅值的给定计算得出d轴给定电流；

S4、比较所述d轴实时电流和d轴给定电流，得到d轴误差电流，比较所述q轴实时电流和q轴给定电流，得到q轴误差电流；

S5、对d轴误差电流进行PR调节得到d轴给定电压，对q轴误差电流进行PR调节得到q轴给定电压；

S6、根据所述实时位置对所述d轴给定电压和q轴给定电压进行Park逆变换，得到α轴给定电压和β轴给定电压；

S7、采集母线电压，根据所述α轴给定电压、β轴给定电压和母线电压对逆变器进行脉宽调制，并通过所述逆变器控制电机。

2.根据权利要求1所述基于PR调节的无电解电容变频驱动控制方法，其特征在于，所述步骤S33包括如下步骤：

S331、根据所述d轴给定电压和q轴给定电压计算得出给定电压矢量幅值；

S332、设定母线最低电压的上限电压，用该上限电压减去所述给定电压矢量幅值，得到误差电压，当该误差电压大于零时，对其进行PI调节，得出电流矢量幅值增量的给定；

S333、用所述电流矢量幅值增量的给定加上所述电流矢量幅值的给定，对其叠加后的值进行限幅，得到限幅后的电流矢量幅值的给定；

S334、通过所述限幅后的电流矢量幅值的给定和q轴给定电流计算得到d轴给定电流。

3.根据权利要求1所述基于PR调节的无电解电容变频驱动控制方法，其特征在于，所述步骤S33中计算d轴给定电流的计算方法如下：

电流矢量幅值增量的给定Δi_sr加上电流矢量幅值的给定i_sr，经过限幅环节，得到限幅后的电流矢量幅值的给定于是，d轴给定电流为：

其中，为q轴给定电流。

4.根据权利要求1-3任一所述基于PR调节的无电解电容变频驱动控制方法，其特征在于，所述PR调节是通过非理想PR控制器对d轴电流和q轴电流进行调节，对应得到交流侧d轴给定电压和q轴给定电压：

式中，和为无电解电容的单相输入变频驱动系统在两相同步旋转dq坐标系下的交流侧dq轴电压参考值；K_p、K_r分别为非理想PR控制器的比例项系数和谐振项系数，ω₀为谐振频率，ω_c为截止频率，且ω_c远小于ω₀。