CN108809177A - 无电解电容电机驱动方法、装置、电子设备及存储介质 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种无电解电容电机驱动方法、装置、电子设备及存储介质。本发明中根据无电解电容电机转子的实时转速和实时角度，计算无电解电容电机的q轴和d轴的给定电流，然后分别根据q轴和d轴各自对应的实时电流和给定电流，确定各自对应的给定电压，从而可以通过控制q轴、d轴的给定电压以及无电解电容电机转子的实时角度，实现对逆变器的控制，以使逆变器能够根据上述内容转变为的脉冲宽度调节波驱动无电解电容电机工作。通过上述无电解电容电机驱动方法，能够有效的降低无电解电容电机在运行过程中转子的转速脉动以及输入的电流峰值，从而可以大大提高无电解电容电机运行的可靠性及稳定性，使得无电解电容电机能够根据需要被合理控制。
Description
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，特别涉及一种无电解电容电机驱动方法、装置、电子设备及存储介质。
背景技术
在传统家用空调电机驱动器的单相交流电源AC-DC-AC的功率转换系统中，直流母线电容，如电解电容的作用是作为能量储存单元，并为电机提供足够的输入功率，因而为了满足上述需要，直流母线电容通常需要几百或几千uF(微法)。但是，电解电容的使用寿命受温度影响较大，特别是在温度较高的环境下，而空调等制冷或制热机电产品的压缩机是需要长期放在室外高温环境中的，因此母线侧电解电容的寿命及低可靠性严重限制了家用电器向小型化、低成本、长寿命方向发展。
为了解决这一问题，无电解电容成为研究热点。以薄膜电容这种无电解电容为例，由于其具有高使用寿命的特点，实验发现通过使用十几uF的薄膜电容代替几百或几千uF的电解电容作为直流母线电容应用在AC-DC-AC功率转换系统中，能够大大提升系统的可靠性，并且，采用无电解电容的功率转换系统不需要预充电电路及功率因数校正(PowerFactor Correction，PFC)电路，因而可以有效的减少功率转换系统的成本和体积。
但是，目前采用无电解电容的功率转换系统，大多是直接将传统功率转换系统中的电解电容替换为无电解电容，直接利用无电解电容的特性达到提升系统可靠性，降低系统成本和提交的目的，并没有给出一种针对改善后的无电解电容功率系统的驱动方法，因而根本无法根据需要合理控制系统中的电机良好的工作。
因此，提供一种对无电解电容电机的驱动方法，显得尤为重要。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的主要目的是提供一种无电解电容电机驱动方法、装置、电子设备及存储介质，旨在解决现有技术中无法根据需要合理控制电机工作的技术问题。
为实现上述目的，本发明提出的无电解电容电机驱动方法，包括以下步骤：
无电解电容电机驱动装置采集无电解电容电机转子的实时转速、实时角度，及所述无电解电容电机的q轴的实时电流、d轴的实时电流；
根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流和所述d轴的给定电流；
根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的给定电压；
根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的给定电压；
根据所述q轴给定电压、所述d轴给定电压和所述实时角度生成脉冲宽度调制波，并将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机。
优选地，所述根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流，具体包括：
根据所述实时转速和所述无电解电容电机的给定转速，确定转速误差；
对所述转速误差进行PI调节，得到电流矢量幅值；
对所述电流矢量幅值进行限幅处理，得到限幅转速；
对所述实时角度进行正弦处理，得到正弦角度；
对所述限幅转速和所述正弦角度进行乘法运算，得到所述无电解电容电机的输入功率；
获取所述无电解电容电机的输出功率，对所述输入功率和所述输出功率进行减法运算，得到功率差值；
对所述功率差值进行PIR比例谐振调节和一阶惯性调节，并对调节结果进行限幅处理，得到所述q轴的给定电流。
优选地，所述根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的给定电压，具体包括：
对所述无电解电容电机输入端的电流进行Clark-Park变换，得到实时输入电流；
对所述实时输入电流和所述q轴的给定电流进行减法运算，得到所述q轴的误差电流；
对所述q轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，得到所述q轴的给定电压。
优选地，所述根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述d轴的给定电流，具体包括：
采集母线电压和所述无电解电容电机三相电压中任两相的实时电压；
对所述母线电压和所述实时电压进行减法运算，得到电压差值；
对所述电压差值进行滤波处理，得到母线平均电压裕度；
对所述母线平均电压裕度进行PI调节，得到所述d轴的给定电流。
优选地，所述根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的给定电压，具体包括：
对所述无电解电容电机输出端的电流进行Clark-Park变换，得到实时输出电流；
对所述实时输出电流和所述d轴的给定电流进行减法运算，得到所述d轴的误差电流；
对所述d轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，得到所述d轴的给定电压。
优选地，所述将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机之前，所述方法还包括：
对母线电压进行补偿处理，根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压；
相应地，所述将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机，具体包括：
将所述脉冲宽度调制波、所述α轴的给定电压和所述β轴的给定电压发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波、所述α轴的给定电压和所述β轴的给定电压驱动所述无电解电容电机。
优选地，所述对母线电压进行补偿处理，根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压，具体包括：
获取母线电压；
对所述母线电压依次进行带通滤波处理和比例系数为K的调节，得到阻尼电流；
对所述母线电压和所述阻尼电流进行乘法运算，得到补偿功率；
获取所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流；
对所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流进行矢量叠加，得到所述静止αβ坐标系下的电流矢量幅值和所述电流矢量幅值对应的角度；
对所述电流矢量幅值进行比例增益处理，得到所述静止αβ坐标系下的补偿电流矢量；
对所述补偿功率与所述补偿电流矢量进行除法运算，得到电压矢量幅值；
选取与所述补偿电流矢量方向平行的电压矢量幅值，作为补偿电压矢量；
对所述补偿电流矢量对应的角度进行正弦处理，得到正弦角度；
对所述补偿电流矢量对应的角度进行余弦处理，得到余弦角度；
对所述补偿电压矢量与所述正弦角度进行乘法运算，得到所述α轴的给定电压；
对所述补偿电压矢量和所述余弦角度进行乘法运算，得到所述β轴的给定电压。
此外，为实现上述目的，本发明还提供了一种无电解电容电机驱动装置，所述装置包括：获取模块、给定电流确定模块、给定电压确定模块和驱动模块；
所述获取模块，用于采集无电解电容电机转子的实时转速、实时角度，及所述无电解电容电机的q轴的实时电流、d轴的实时电流；
所述给定电流确定模块，用于根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流和所述d轴的给定电流；
所述给定电压确定模块，用于根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的给定电压；根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的给定电压；
所述驱动模块，用于根据所述q轴给定电压、所述d轴给定电压和所述实时角度生成脉冲宽度调制波，并将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机。
此外，为实现上述目的，本发明还提供了一种电子设备，所述电子设备包括：存储器、处理器以及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的无电解电容电机驱动程序，所述无电解电容电机驱动程序配置为实现所述无电解电容电机驱动方法的步骤。
此外，为实现上述目的，本发明还提供了一种存储介质，所述存储介质为计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有无电解电容电机驱动程序，所述无电解电容电机驱动程序被处理器执行时实现所述无电解电容电机驱动方法的步骤。
本发明根据无电解电容电机转子的实时转速和实时角度，计算无电解电容电机的q轴的给定电流和d轴的给定电流，然后分别根据q轴和d轴各自对应的实时电流和给定电流，确定各自对应的给定电压，从而可以通过控制q轴的给定电压、d轴的给定电压以及无电解电容电机转子的实时角度，实现对逆变器的控制，以使逆变器能够根据上述内容转变为的脉冲宽度调节波驱动无电解电容电机工作。通过上述无电解电容电机驱动方法，能够有效的降低无电解电容电机在运行过程中转子的转速脉动以及输入的电流峰值，从而可以大大提高无电解电容电机运行的可靠性及稳定性，使得无电解电容电机能够根据需要被合理控制。
附图说明
图1为本发明实施例方案涉及的硬件运行环境的电子设备的结构示意图；
图2为本发明无电解电容电机驱动方法第一实施例的流程示意图；
图3为本发明无电解电容电机驱动方法第一实施例应用于的无电解电容电机驱动系统的硬件实现框图；
图4为本发明无电解电容电机驱动方法第一实施例中计算d轴给定电流的示意图；
图5为本发明无电解电容电机驱动方法第二实施例的流程示意图；
图6为本发明无电解电容电机驱动方法第二实施例中对母线电压进行补偿处理及确定α轴的给定电压和β轴的给定电压的示意图；
图7为本发明无电解电容电机驱动装置的功能模块示意图。
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
参照图1，图1为本发明实施例方案涉及的硬件运行环境的电子设备的结构示意图，该电子设备可以是空调等制冷或制热机电产品的压缩机，其压缩机内具有无电解电容电机，在本实施例中无电解电容电机具体可以是永磁同步电机。
需要说明的是，以上仅为举例说明，对本发明的技术方案并不构成任何限定。
为了便于理解，以下结合图1，对该电子设备的内部结构进行具体描述，具体的说，该电子设备内除了设置有无电解电容电机之外，还可以包括：处理器1001，例如中央处理器(Central Processing Unit，CPU)，通信总线1002、用户接口1003，网络接口1004，存储器1005。其中，通信总线1002用于实现这些组件之间的连接通信。用户接口1003可以包括可触摸显示屏、语音识别单元等，可选地，用户接口1003还可以包括标准的有线接口、无线接口。网络接口1004可选的可以包括标准的有线接口、无线接口(如无线保真(WIreless-FIdelity，WI-FI)接口、蓝牙接口等)。存储器1005可以是高速RAM存储器，也可以是稳定的存储器(non-volatile memory)，例如磁盘存储器。存储器1005可选的还可以是独立于前述处理器1001的存储装置。
需要说明的是，本发明中所说的无电解电容电机驱动装置的功能模块就是部署在处理器1001中，具体的实现方式，本领域的技术人员可以根据需要设置，此处不再赘述，也不做任何限制。
此外，本领域技术人员可以理解，图1中示出的结构并不构成对电子设备的限定，可以包括比图示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件布置。
因此，如图1所示，作为一种计算机存储介质的存储器1005中可以包括操作系统、网络通信模块、用户接口模块以及无电解电容电机驱动程序。
在图1所示的电子设备中，网络接口1004主要用建立电子设备与用户终端(比如控制空调等电子设备进行制冷或制热操作时使用的遥控器)的通信连接；用户接口1003主要用于接收用户的输入指令；所述电子设备通过处理器1001调用存储器1005中存储的无电解电容电机驱动程序，并执行以下操作：
无电解电容电机驱动装置采集无电解电容电机转子的实时转速、实时角度，及所述无电解电容电机的q轴的实时电流、d轴的实时电流；
根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流和所述d轴的给定电流；
根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的给定电压；
根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的给定电压；
根据所述q轴给定电压、所述d轴给定电压和所述实时角度生成脉冲宽度调制波，并将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机。
进一步地，处理器1001可以调用存储器1005中存储的无电解电容电机驱动程序，还执行以下操作：
根据所述实时转速和所述无电解电容电机的给定转速，确定转速误差；
对所述转速误差进行PI调节，得到电流矢量幅值；
对所述电流矢量幅值进行限幅处理，得到限幅转速；
对所述实时角度进行正弦处理，得到正弦角度；
对所述限幅转速和所述正弦角度进行乘法运算，得到所述无电解电容电机的输入功率；
获取所述无电解电容电机的输出功率，对所述输入功率和所述输出功率进行减法运算，得到功率差值；
对所述功率差值进行PIR比例谐振调节和一阶惯性调节，并对调节结果进行限幅处理，得到所述q轴的给定电流。
进一步地，处理器1001可以调用存储器1005中存储的无电解电容电机驱动程序，还执行以下操作：
对所述无电解电容电机输入端的电流进行Clark-Park变换，得到实时输入电流；
对所述实时输入电流和所述q轴的给定电流进行减法运算，得到所述q轴的误差电流；
对所述q轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，得到所述q轴的给定电压。
进一步地，处理器1001可以调用存储器1005中存储的无电解电容电机驱动程序，还执行以下操作：
采集母线电压和所述无电解电容电机三相电压中任两相的实时电压；
对所述母线电压和所述实时电压进行减法运算，得到电压差值；
对所述电压差值进行滤波处理，得到母线平均电压裕度；
对所述母线平均电压裕度进行PI调节，得到所述d轴的给定电流。
进一步地，处理器1001可以调用存储器1005中存储的无电解电容电机驱动程序，还执行以下操作：
对所述无电解电容电机输出端的电流进行Clark-Park变换，得到实时输出电流；
对所述实时输出电流和所述d轴的给定电流进行减法运算，得到所述d轴的误差电流；
对所述d轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，得到所述d轴的给定电压。
进一步地，处理器1001可以调用存储器1005中存储的无电解电容电机驱动程序，还执行以下操作：
对母线电压进行补偿处理，根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压；
相应地，所述将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机，具体包括：
将所述脉冲宽度调制波、所述α轴的给定电压和所述β轴的给定电压发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波、所述α轴的给定电压和所述β轴的给定电压驱动所述无电解电容电机。
进一步地，处理器1001可以调用存储器1005中存储的无电解电容电机驱动程序，还执行以下操作：
获取母线电压；
对所述母线电压依次进行带通滤波处理和比例系数为K的调节，得到阻尼电流；
对所述母线电压和所述阻尼电流进行乘法运算，得到补偿功率；
获取所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流；
对所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流进行矢量叠加，得到所述静止αβ坐标系下的电流矢量幅值和所述电流矢量幅值对应的角度；
对所述电流矢量幅值进行比例增益处理，得到所述静止αβ坐标系下的补偿电流矢量；
对所述补偿功率与所述补偿电流矢量进行除法运算，得到电压矢量幅值；
选取与所述补偿电流矢量方向平行的电压矢量幅值，作为补偿电压矢量；
对所述补偿电流矢量对应的角度进行正弦处理，得到正弦角度；
对所述补偿电流矢量对应的角度进行余弦处理，得到余弦角度；
对所述补偿电压矢量与所述正弦角度进行乘法运算，得到所述α轴的给定电压；
对所述补偿电压矢量和所述余弦角度进行乘法运算，得到所述β轴的给定电压。
本实施通过上述方案，根据无电解电容电机转子的实时转速和实时角度，计算无电解电容电机的q轴的给定电流和d轴的给定电流，然后分别根据q轴和d轴各自对应的实时电流和给定电流，确定各自对应的给定电压，从而可以通过控制q轴的给定电压、d轴的给定电压以及无电解电容电机转子的实时角度，实现对逆变器的控制，以使逆变器能够根据上述内容转变为的脉冲宽度调节波驱动无电解电容电机工作。通过上述无电解电容电机驱动方法，能够有效的降低无电解电容电机在运行过程中转子的转速脉动以及输入的电流峰值，从而可以大大提高无电解电容电机运行的可靠性及稳定性，使得无电解电容电机能够根据需要被合理控制。
基于上述硬件结构，提出本发明无电解电容电机驱动方法实施例。
参照图2，图2为本发明无电解电容电机驱动方法第一实施例的流程示意图。
在第一实施例中，所述无电解电容电机驱动方法包括以下步骤：
S10：无电解电容电机驱动装置采集无电解电容电机转子的实时转速、实时角度，及所述无电解电容电机的q轴的实时电流、d轴的实时电流。
应当理解的是，为了进一步减小无电解电容电机驱动系统的体积，在具实现中，无电解电容电机可以选用永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor，PMSM)，具体的，本领域的技术人员还可以根据需要选用内埋式永磁同步电机(也称：内置式永磁同步电机，简称：IPMSM)。
为了对本实施例中提供的无电解电容电机驱动方法的应用系统，及无电解电容电机驱动系统有一个了解，以下结合图3所示的无电解电容电机驱动系统的硬件结构框图进行具体说。
如图3所示，图3中的V表述整个系统中的交流电源，用于为整个系统供电，以保证各器件的正常运行。L1为串联在交流电源V的正极与单向整流器RB的输入端之间的电感，主要用于抑制上电瞬间电流冲击及运行过程中的谐波干扰。
RB则为单向不可控整流器，具体的其内部主要包括4个二极管构成，由于单向不可控整流器已经较为成熟，关于其使用方式，此处不再赘述，本领域的技术人员可以根据需要选择合适性能的单向不可控整流器，此处不做限制。
C1则为设置于母线侧的薄膜电容，在本实施例中薄膜电容C1的作用主要是用于滤除逆变电器(本实施例中逆变器选用的为现有的智能功率模块(Intelligent PowerModule，IPM))与所述单向不可控整流器RB之间的高次谐波。
从图3可以看出，IPM内部主要由3对绝缘栅双极型晶体管(Insulated GateBipolar Transistor，IGBT)构成，由于IPM也已经较为成熟，关于其使用方式，此处不再赘述，本领域的技术人员可以根据需要选择合适性能的IPM，此处不做限制。
此外，从图3可以看出，该无电解电容电机驱动系统中还包括Dsp数字处理器(一种电机专用数字处理器)和永磁同步电机。
另外，各器件的连接关系如图3所示，此处不再赘述。
S20：根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流和所述d轴的给定电流。
具体的说，本实施例中所说的根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流，具体计算方式如下：
首先，根据所述实时转速和所述无电解电容电机的给定转速，确定转速误差。
然后，对所述转速误差进行PI调节，得到电流矢量幅值。
需要说明的是，本实施例中所说的PI调节具体可以通过现有的比例积分控制(proportional integral controller，PI控制器，也称比例调节和积分调节器，PI调节器)实现，其主要作用为：根据给定值与实际输出值构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制。也就是说，通过对所述转速误差进行PI调节，从而可以得到可控的电流矢量幅值。
接着，对所述电流矢量幅值进行限幅处理，得到限幅转速。对所述实时角度进行正弦处理，得到正弦角度。对所述限幅转速和所述正弦角度进行乘法运算，得到所述无电解电容电机的输入功率。
然后，获取所述无电解电容电机的输出功率，对所述输入功率和所述输出功率进行减法运算，得到功率差值。
最后，对所述功率差值进行PIR比例谐振调节和一阶惯性调节，并对调节结果进行限幅处理，得到所述q轴的给定电流。
具体的说，在理想条件下，惯性环节能实现对直流分量的控制，PR控制器在谐振频率w0上具有无限增益，能实现对交流分量的跟踪控制，因此通过对所述功率差值进行PIR比例谐振调节和一阶惯性调节，并对调节结果进行限幅处理，得到的所述q轴的给定电流更加可控。
为了能够更加了解功率差值的调节，以下结合公式(1)进行描述：
公式(1)：
需要说明的是，上述公式中，kp为比例增益，ki低通增益系数，λ为惯性系数，其它参数同PIR调节器。
具体的，PIR比例谐振调节和一阶惯性调节的过程中，均在谐振频率w0处有一个尖峰且近似无穷大，谐振频率外信号增益衰减，而谐振环节的相角在w0处滞后90度。因此，利用上述调节方式能够保证了对谐振指令的准确跟踪。
此外，传统的PIR控制器环节对特定频率外的信号有很大衰减，会导致系统对输入的信号频率更加敏感，难以实现对直流等低频分量的准确跟踪。
而本实施例中通过利用PIR比例谐振调节环节进行调节，合理的利用了PIR比例谐振调节环节的低通增益特性，从而能够在低频段保持较高增益，减缓了低频分量衰减速度，进而保证控制器对直流量的跟踪控制，在谐振频率w0有一个尖峰且近似无穷大，保证了对谐振指令w0的准确跟踪。
也就是说，本实施例中通过对功率差值进行PIR比例谐振调节和一阶惯性调节，从而能够对直流交流分量进行准确跟踪，达到同步控制的目的。
此外，值得一提的是，在具体实现中，上述公式中各参数整定需要合理设置kp、ki、λ、Kr及wc等参数，以达到准确跟踪直流与交流分量，实现无电解电容电机驱动系统中对功率的快速跟踪控制，达到对功率交直流分量同步控制的目的。关于上述参数的设置，本领域的技术人员可以根据需要设置，此处不做限制。
此外，上述所述的PIR比例谐振调节功能，在具体实现中可以通过采用比例惯性环节PI控制器与PR控制器结合，从而达到上述功能，具体的实现方式，此处不再赘述。
相应地，本实施例中所说的根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述d轴的给定电流，具体计算方式如下：
首先，采集母线电压和所述无电解电容电机三相电压中任两相的实时电压。
然后，对所述母线电压和所述实时电压进行减法运算，得到电压差值。
接着，对所述电压差值进行滤波处理，得到母线平均电压裕度。
最后，对所述母线平均电压裕度进行PI调节，得到所述d轴的给定电流。
为了便于理解确定q轴和d轴给定电流的实现方式，以下以d轴为例，结合图4进行具体描述：
为了方便叙述，先对图4中出现的符号进行如下约定：
Vac：母线电压，具体为输入电源电压；
|u|：对Vac进行求绝对值操作；
u/Sqrt(3)：对进行求绝对值操作后得到的电压，除以
-：减法器；
Filter：带通滤波器；
PI 1：PI调节器；
Id*：d轴的给定电流；
Ud*：无电解电容电机三相电压中d轴的电压；
Uq*：无电解电容电机三相电压中q轴的电压；
Labc：矢量叠加器，用于对Ud*和Uq*进行叠加处理，得到ud*Λ2+uq*Λ2；
ud*Λ2+uq*Λ2：对ud*Λ2+uq*Λ2进行开根号处理，得到实时相电压矢量指令幅值
Scope2：第一示波器；
Scope3：第二示波器。
相应地，针对上述所说的确定所述d轴的给定电流的3个步骤可以细化为如下几步，具体如下：
首先，采集Vac处的母线电压和所述无电解电容电机三相电压中任两相的实时电压，Ud*和Uq*。
然后，对所述母线电压进行求绝对值操作，并将求绝对值操作后得的电压值除以
接着，将采集到的d轴电压Ud*和q轴电压Uq*传输至矢量叠加器进行叠加处理，得到ud*Λ2+uq*Λ2，并将得到的ud*Λ2+uq*Λ2进行开根号处理，得到实时相电压矢量指令幅值
接着，将除以后所得的电压值和所述实时电压，即实时相电压矢量指令幅值在减法器中进行减法运算，得到电压差值。
接着，将所述电压差值传输至带通滤波器Filter进行滤波处理，得到母线平均电压裕度。
最后，将所述母线平均电压裕度传输至PI调节器PI 1进行PI调节，得到所述d轴的给定电流Id*。
需要说明的是，图4中的第一示波器Scope2主要用来查看实时相电压矢量指令幅值和除以的母线电压的波形。
图4中的第二示波器Scope3主要用于查看进行滤波操作前后的电压差值波形的变化，以及进行PI调节后的d轴给定电流的波形变化。
通过上述处理，可以使得无电解电容电机驱动系统具有足够的母线平均电压裕度来保证d轴给定电流的良好跟随，有效的解决无电解电容电机驱动系统中母线电压大幅脉动，以及电机反电动势影响，导致的逆变器输出母线平均电压裕度出现周期性不足，以及电流跟随性能差、电机转速与网侧功率因素高的问题。
另外，值得一提的是，本实施例中对所述母线平均电压裕度进行PI调节过程中，还可以对母线电压进行谐振控制(比如采用基于内模原理的谐振控制器实现)，从而使得在该系统中能够无静差跟踪正弦信号。
也就是说，在具体实现中，对所述母线平均电压裕度进行PI调节过程中具体可以改为对所述母线平均电压裕度进行PIR调节(即PI调节+谐振(R)调节)。
需要说明的是，所谓内模原理，就是稳定的闭环控制系统包含外部输入信号的数学模型时，系统可以实现外部输入信号的无静差跟踪。
关于无静差跟踪的实现，具体可以参考公式(2)：
公式(2)：
需要说明的是，上述公式中，kp，ki分别为PIR控制器中PI控制器的比例和积分系数，Kr为R控制器的谐振系数，wc为截止频率，w0为谐振角频率。
PIR控制器虽然在谐振频率w0附近具有较高的增益，但在其他频率处幅值衰减较慢，具有更高的带宽，抗扰动能力更强。因此，通过根据参数整定合理设置kp，ki、Kr及wc参数，使PIR控制器的电流环在谐振频率w0处具有更高的增益(达到35dB以上)，即可基本实现w0电流谐波的无静差跟踪。
关于上述参数的设置，本领域的技术人员可以根据需要设置，此处不做限制。
需要说明的是，以上给出的仅仅为一种具体的步骤描述，在具体实现中，本领域的技术人员可以根据需要，合理调整上述计算方式中的步骤，此处不做限制。
另外，关于q轴给定电流的计算过程，可以参考上述d轴的计算过程，此处不再赘述。
S30：根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的给定电压。
同样，为了便于理解，本实施例中将确定所述d轴的给定电压的步骤大致分为如下两个步骤：首先，根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的误差电流；然后，对所述d轴的误差电流进行误差调节，得到所述d轴的给定电压。
首先，对所述无电解电容电机输出端的电流进行Clark-Park变换，得到实时输出电流。
需要说明的是，本实施例中所说的Clark-Park变换，具体是指对无电解电容电机输出端的电流依次进行Clark(克拉克)变换和Park(帕克)变换，即通过Clark变换，将三相电流变换到静止的αβ坐标系下，经过Park变换，将三相电流变化到旋转的dq坐标系下，从而得到无电解电容电机输入端在这两个坐标系下的实时输入电流。
然后，对所述实时输出电流和所述d轴的给定电流进行减法运算，得到所述d轴的误差电流。
最后，对所述d轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，得到所述d轴的给定电压。
S40：根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的给定电压。
具体的说，为了便于理解，本实施例中将确定所述q轴的给定电压的步骤大致分为如下两个步骤：首先，根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的误差电流；然后，对所述q轴的误差电流进行误差调节，得到所述q轴的给定电压。
关于上述两个步骤的实现，以下进行具体描述：
首先，对所述无电解电容电机输入端的电流进行Clark-Park变换，得到实时输入电流。
需要说明的是，本实施例中所说的Clark-Park变换，具体是指对无电解电容电机输入端的电流依次进行Clark(克拉克)变换和Park(帕克)变换，即通过Clark变换，将三相电流变换到静止的αβ坐标系下，经过Park变换，将三相电流变化到旋转的dq坐标系下，从而得到无电解电容电机输入端在这两个坐标系下的实时输入电流。
然后，对所述实时输入电流和所述q轴的给定电流进行减法运算，得到所述q轴的误差电流。
具体的实现方式可以是将所述实时输入电流和所述q轴的给定电流输入到减法器中进行减法运算，或者在该系统的处理器中设置一个减法函数进行处理，此处不做限制。
最后，对所述q轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，得到所述q轴的给定电压。
本实施例中通过对所述q轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，可以克服单独使用PI控制器难以准确跟踪交流量的问题，从而实现对无电解电容电机驱动系统中交流分量的跟踪控制，进一步提高功率因数。
应当理解的是，对所述q轴的误差电流进行PI调节和谐振调节的过程中涉及的参数的给定，本领域的技术人员可以根据需要设置，只要保证设置的参数能够同时保证高频给定与反馈量之间同相位、等幅值，保证控制系统的稳定性即可，此处不做限制。
S50：根据所述q轴给定电压、所述d轴给定电压和所述实时角度生成脉冲宽度调制波，并将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机。
具体的说，步骤S50中的操作具体可以通过如下步骤实现：
首先，根据经所述正弦角度，对所述q轴的给定电压、所述d轴的给定电压进行Park-Clark逆变换，得到正弦波电压。
然后，根据所述正弦波电压生成所述脉冲宽度调制波，将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波脉冲驱动所述无电解电容电机，从而使得根据本实施例中提供的无电解电容电机驱动方法驱动无电解电容电机工作后，其电机电流、母线电压及输入电压电流的波形能够趋于规律的正弦波，进而使得无电解电容电机驱动系统能够平稳的工作。
通过上述描述不难发现，本实施例中提供的无电解电容电机驱动方法，根据无电解电容电机转子的实时转速和实时角度，计算无电解电容电机的q轴的给定电流和d轴的给定电流，然后分别根据q轴和d轴各自对应的实时电流和给定电流，确定各自对应的给定电压，从而可以通过控制q轴的给定电压、d轴的给定电压以及无电解电容电机转子的实时角度，实现对逆变器的控制，以使逆变器能够根据上述内容转变为的脉冲宽度调节波驱动无电解电容电机工作。通过上述无电解电容电机驱动方法，能够有效的降低无电解电容电机在运行过程中转子的转速脉动以及输入的电流峰值，从而可以大大提高无电解电容电机运行的可靠性及稳定性，使得无电解电容电机能够根据需要被合理控制。
进一步地，如图5所示，基于第一实施例提出本发明无电解电容电机驱动方法的第二实施例，在本实施例中，在根据所述q轴给定电压、所述d轴给定电压和所述实时角度生成脉冲宽度调制波，并将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机之前，还需要对母线电压进行补偿处理，并根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压，详见图5中的步骤S000。
在步骤S00中：对母线电压进行补偿处理，根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压。
具体的说，对于无电解电容电机驱动系统(即具备无电解电容电机的驱动系统)来说，母线电压本身是波动的，因为母线的小薄膜电容不能稳定母线电压，所以在驱动无电解电容电机时，母线电压会剧烈波动(平均母线电压会下降到大电解电容时母线电压的/倍)。
而母线电压的波动会降低无电解电容电机驱动系统的驱动能力。并且，波动的q轴电流会导致电机电流有效值更大，电磁转矩纹波增加，因此必须研制一种能补偿母线电压的控制策略，使其在这方面影响尽可能降低。为了便于理解本实施中对母线电压进行的补偿处理，以及如果根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压，以下结合图6进行具体说明：
为了方便叙述，先对图6中出现的符号进行如下约定：
Vdc：母线电压；
Filter：带通滤波器；
K：系数为K的调节器；
Pin：第一乘法器；
Divide：除法器；
Pin1：第二乘法器；
Ualpha：α轴的给定电压；
Ubeta：β轴的给定电压；
ibeta：β轴的实时电流；
ialpha：α轴的实时电流；
Real-Imag to Complex：用于对α轴的实时电流和β轴的实时电流进行矢量叠加，得到复数信号；
Complex to Magnitude-Angle：用于将复数信号转换为静止αβ坐标系下的电流矢量幅值和电流矢量幅值对应的角度；
Fc：表示对电流矢量幅值对应的角度按照F(u)函数进行求导处理；
Gain1：比例增益调节器；
sin：正弦函数；
cos：余弦函数；
Pin2：第二乘法器。
为了便于描述，以下将对母线电压进行补偿处理，并根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压的操作大致划分为如下12个步骤：
步骤1：获取母线电压，即获取图6中Vdc处的电压。
步骤2：对所述母线电压依次进行带通滤波处理和比例系数为K的调节，得到阻尼电流。
具体的说，将获取到的母线电压Vdc依次输入到带通滤波器Filter进行带通滤波处理，然后将经过带通滤波器Filter处理后的母线电压传输至系数为K的调节器，进行比例系数为K的调节，从而得到阻尼电流。
步骤3：对所述母线电压和所述阻尼电流进行乘法运算，得到补偿功率。
具体的说，将所述母线电压Vdc和得到的阻尼电流在第一乘法器Pin中进行乘法运算，从而得到补偿功率，并将得到的补偿功率传输至除法器Divide等待补偿电流矢量进行后续处理。
步骤4：获取所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流。
具体的，在ibeta处获取β轴的实时电流，在ialpha处获取α轴的实时电流。
步骤5：对所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流进行矢量叠加，得到所述静止αβ坐标系下的电流矢量幅值和所述电流矢量幅值对应的角度。
具体的说，对得到的所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流经Real-Imag toComplex函数处理，从而实现对α轴的实时电流和β轴的实时电流进行矢量叠加，得到复数信号。然后在将得到的复数信号经Complex to Magnitude-Angle函数处理，实现将复数信号转换为静止αβ坐标系下的电流矢量幅值和电流矢量幅值对应的角度。
步骤6：对所述电流矢量幅值进行比例增益处理，得到所述静止αβ坐标系下的补偿电流矢量。
具体的说，此处选取的比例增益调节器Gain1为1.5倍的，在具体实现中，本领域的技术人员可以根据需要选择，此处不做限制。
步骤7：对所述补偿功率与所述补偿电流矢量进行除法运算，得到电压矢量幅值。
具体的，将所述补偿功率和所述补偿电流矢量在除法器Divide中进行除法运算，得到电压矢量幅值。
需要说明的是，在实际应用中，对所述补偿功率与所述补偿电流矢量进行除法运算之后，可能会得到多个电压矢量幅值，并且每个电压矢量幅值的方向还存在差异，因此为了尽可能的降低电压矢量幅值的影响，需要在得到电压矢量幅值之后进行步骤8的处理。
步骤8：选取与所述补偿电流矢量方向平行的电压矢量幅值，作为补偿电压矢量。
通过实验发现，在补偿电流矢量方向与补偿电压矢量方向平行时，电压矢量幅值的影响是最低的，因此这里选取与所述补偿电流矢量方向平行的电压矢量幅值，作为补偿电压矢量。
但是，在具体实现中，本领域的技术人员可以根据该系统所应用的场景，需要的精度，合理设置，此处不做限制。
步骤9：对所述补偿电流矢量对应的角度进行正弦处理，得到正弦角度。
具体的，对所述补偿电流矢量对应的角度经正弦函数sin处理，得到正弦角度。
步骤10：对所述补偿电流矢量对应的角度进行余弦处理，得到余弦角度。
具体的，对所述补偿电流矢量对应的角度经余弦函数cos处理，得到余弦角度。
步骤11：对所述补偿电压矢量与所述正弦角度进行乘法运算，得到所述α轴的给定电压。
具体的，将得到的所述补偿电压矢量与所述正弦角度在第二乘法器Pin1中进行乘法运算，从而得到所述α轴的给定电压。
步骤12：对所述补偿电压矢量和所述余弦角度进行乘法运算，得到所述β轴的给定电压。
具体的，将得到的所述补偿电压矢量和所述余弦角度在第三乘法器Pin2中进行乘法运算，从而得到所述β轴的给定电压。
基于上述对母线电压进行的补偿处理，以及如果根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压的步骤，及本实施例中提供的无电解电容电机驱动方法，选取电感为0.5mH，薄膜电容为10uF，负载转矩的额度转矩为5N.m，额度转速为3000rpm，永磁同步电机PMSM的参数为Ld＝6.41mH，Lq＝8.84mH，Rs＝0.56Ω，转动惯量为0.000311kg.m2，转矩时间常数为0.58N.m/A，转速环采用PI调节器，d轴、q轴及功率环采样PR调节器，并进行母线电压弱磁调节器，增加母线电压补偿控制的无电解电容电机驱动系统和现有的驱动系统分别测试电机运行频率为50Hz和100Hz时，电机的电流、母线电压及输入电压的波形变化。
通过实验发现，不论是在50Hz运行频率，还是100Hz运行频率，在现有驱动系统中上述波形的波动均较大，且无规律。而在本实例提供的无电解电容电机驱动方法的控制下，上述波形均趋于稳定，且均呈现出规律的正弦波。因而，可以发现本实施例中提供的方法能够使得无电解电容电机驱动系统更加稳定、可靠的工作。
需要说明的是，以上仅为举例说明，在具体实现中，本领域的技术人员可以根据需要，对母线电压进行的补偿处理，以及如果根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压的步骤进行前后调整、合并处理等，此处不做限制。
相应地，步骤S50中的内容被替换为步骤S50'中的内容：根据所述q轴给定电压、所述d轴给定电压和所述实时角度生成脉冲宽度调制波，并将所述脉冲宽度调制波、所述α轴的给定电压和所述β轴的给定电压发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波、所述α轴的给定电压和所述β轴的给定电压驱动所述无电解电容电机。
需要说明的是，以上仅为举例说明，对本发明的技术方案并不构成任何限定，在具体应用中，本领域的技术人员可以根据需要进行设置，本发明对此不做限制。
通过上述描述不难发现，本实施例提供的无电解电容电机驱动方法，通过对母线电压进行补偿处理，然后根据补偿处理后的母线电压确定无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压，最终将得到的α轴的给定电压和β轴的给定电压同根据q轴给定电压、d轴给定电压及实时角度得到的脉冲宽度调制波一同发送至逆变器，以使逆变器根据脉冲宽度调制波、α轴的给定电压和β轴的给定电压驱动无电解电容电机，从而使得母线电压的波动更小，在额定负载输入下，能够获得较高功率因素与较低网侧进线电流谐波，并且网侧进线电流和电机电流均满足规律的正弦波，进而使得无电解电容电机工作更加平稳。
此外，本发明实施例还提出一种无电解电容电机驱动装置。如图7所示，该无电解电容电机驱动装置包括：获取模块7001、给定电流确定模块7002、给定电压确定模块7003和驱动模块7004。
其中，所述获取模块7001，用于采集无电解电容电机转子的实时转速、实时角度，及所述无电解电容电机的q轴的实时电流、d轴的实时电流。所述给定电流确定模块7002，用于根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流和所述d轴的给定电流。所述给定电压确定模块7003，用于根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的给定电压；根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的给定电压。所述驱动模块7004，用于根据所述q轴给定电压、所述d轴给定电压和所述实时角度生成脉冲宽度调制波，并将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机。
通过上述描述不难发现，本实施例中提供的无电解电容电机驱动装置，根据无电解电容电机转子的实时转速和实时角度，计算无电解电容电机的q轴的给定电流和d轴的给定电流，然后分别根据q轴和d轴各自对应的实时电流和给定电流，确定各自对应的给定电压，从而可以通过控制q轴的给定电压、d轴的给定电压以及无电解电容电机转子的实时角度，实现对逆变器的控制，以使逆变器能够根据上述内容转变为的脉冲宽度调节波驱动无电解电容电机工作。通过上述无电解电容电机驱动方法，能够有效的降低无电解电容电机在运行过程中转子的转速脉动以及输入的电流峰值，从而可以大大提高无电解电容电机运行的可靠性及稳定性，使得无电解电容电机能够根据需要被合理控制。
需要说明的是，以上所描述的工作流程仅仅是示意性的，并不对本发明的保护范围构成限定，在实际应用中，本领域的技术人员可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部来实现本实施例方案的目的，此处不做限制。
另外，未在本实施例中详尽描述的技术细节，可参见本发明任意实施例所提供的无电解电容电机驱动方法，此处不再赘述。
此外，本发明实施例还提出一种可读存储介质，所述可读存储介质为计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有无电解电容电机驱动程序，所述无电解电容电机驱动程序被处理器执行时实现如下操作：
无电解电容电机驱动装置采集无电解电容电机转子的实时转速、实时角度，及所述无电解电容电机的q轴的实时电流、d轴的实时电流；
根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流和所述d轴的给定电流；
根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的给定电压；
根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的给定电压；
根据所述q轴给定电压、所述d轴给定电压和所述实时角度生成脉冲宽度调制波，并将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机。
进一步地，所述无电解电容电机驱动程序被处理器执行时还实现如下操作：
根据所述实时转速和所述无电解电容电机的给定转速，确定转速误差；
对所述转速误差进行PI调节，得到电流矢量幅值；
对所述电流矢量幅值进行限幅处理，得到限幅转速；
对所述实时角度进行正弦处理，得到正弦角度；
对所述限幅转速和所述正弦角度进行乘法运算，得到所述无电解电容电机的输入功率；
获取所述无电解电容电机的输出功率，对所述输入功率和所述输出功率进行减法运算，得到功率差值；
对所述功率差值进行PIR比例谐振调节和一阶惯性调节，并对调节结果进行限幅处理，得到所述q轴的给定电流。
进一步地，所述无电解电容电机驱动程序被处理器执行时还实现如下操作：
对所述无电解电容电机输入端的电流进行Clark-Park变换，得到实时输入电流；
对所述实时输入电流和所述q轴的给定电流进行减法运算，得到所述q轴的误差电流；
对所述q轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，得到所述q轴的给定电压。
进一步地，所述无电解电容电机驱动程序被处理器执行时还实现如下操作：
采集母线电压和所述无电解电容电机三相电压中任两相的实时电压；
对所述母线电压和所述实时电压进行减法运算，得到电压差值；
对所述电压差值进行滤波处理，得到母线平均电压裕度；
对所述母线平均电压裕度进行PI调节，得到所述d轴的给定电流。
进一步地，所述无电解电容电机驱动程序被处理器执行时还实现如下操作：
对所述无电解电容电机输出端的电流进行Clark-Park变换，得到实时输出电流；
对所述实时输出电流和所述d轴的给定电流进行减法运算，得到所述d轴的误差电流；
对所述d轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，得到所述d轴的给定电压。
进一步地，所述无电解电容电机驱动程序被处理器执行时还实现如下操作：
对母线电压进行补偿处理，根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压；
相应地，所述将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机，具体包括：
将所述脉冲宽度调制波、所述α轴的给定电压和所述β轴的给定电压发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波、所述α轴的给定电压和所述β轴的给定电压驱动所述无电解电容电机。
进一步地，所述无电解电容电机驱动程序被处理器执行时还实现如下操作：
获取母线电压；
对所述母线电压依次进行带通滤波处理和比例系数为K的调节，得到阻尼电流；
对所述母线电压和所述阻尼电流进行乘法运算，得到补偿功率；
获取所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流；
对所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流进行矢量叠加，得到所述静止αβ坐标系下的电流矢量幅值和所述电流矢量幅值对应的角度；
对所述电流矢量幅值进行比例增益处理，得到所述静止αβ坐标系下的补偿电流矢量；
对所述补偿功率与所述补偿电流矢量进行除法运算，得到电压矢量幅值；
选取与所述补偿电流矢量方向平行的电压矢量幅值，作为补偿电压矢量；
对所述补偿电流矢量对应的角度进行正弦处理，得到正弦角度；
对所述补偿电流矢量对应的角度进行余弦处理，得到余弦角度；
对所述补偿电压矢量与所述正弦角度进行乘法运算，得到所述α轴的给定电压；
对所述补偿电压矢量和所述余弦角度进行乘法运算，得到所述β轴的给定电压。
需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者系统不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者系统所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者系统中还存在另外的相同要素。
上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到上述实施例方法可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在如上所述的一个存储介质(如ROM/RAM、磁碟、光盘)中，包括若干指令用以使得一台电子设备(可以是手机，计算机，服务器，空调器、或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。
以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。
Claims (10)
1.一种无电解电容电机驱动方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
无电解电容电机驱动装置采集无电解电容电机转子的实时转速、实时角度，及所述无电解电容电机的q轴的实时电流、d轴的实时电流；
根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流和所述d轴的给定电流；
根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的给定电压；
根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的给定电压；
根据所述q轴给定电压、所述d轴给定电压和所述实时角度生成脉冲宽度调制波，并将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机。
2.如权利要求1所述的无电解电容电机驱动方法，其特征在于，所述根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流，具体包括：
根据所述实时转速和所述无电解电容电机的给定转速，确定转速误差；
对所述转速误差进行PI调节，得到电流矢量幅值；
对所述电流矢量幅值进行限幅处理，得到限幅转速；
对所述实时角度进行正弦处理，得到正弦角度；
对所述限幅转速和所述正弦角度进行乘法运算，得到所述无电解电容电机的输入功率；
获取所述无电解电容电机的输出功率，对所述输入功率和所述输出功率进行减法运算，得到功率差值；
对所述功率差值进行PIR比例谐振调节和一阶惯性调节，并对调节结果进行限幅处理，得到所述q轴的给定电流。
3.如权利要求2所述的无电解电容电机驱动方法，其特征在于，所述根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的给定电压，具体包括：
对所述无电解电容电机输入端的电流进行Clark-Park变换，得到实时输入电流；
对所述实时输入电流和所述q轴的给定电流进行减法运算，得到所述q轴的误差电流；
对所述q轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，得到所述q轴的给定电压。
4.如权利要求1所述的无电解电容电机驱动方法，其特征在于，所述根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述d轴的给定电流，具体包括：
采集母线电压和所述无电解电容电机三相电压中任两相的实时电压；
对所述母线电压和所述实时电压进行减法运算，得到电压差值；
对所述电压差值进行滤波处理，得到母线平均电压裕度；
对所述母线平均电压裕度进行PI调节，得到所述d轴的给定电流。
5.如权利要求4所述的无电解电容电机驱动方法，其特征在于，所述根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的给定电压，具体包括：
对所述无电解电容电机输出端的电流进行Clark-Park变换，得到实时输出电流；
对所述实时输出电流和所述d轴的给定电流进行减法运算，得到所述d轴的误差电流；
对所述d轴的误差电流进行PI调节和谐振调节，得到所述d轴的给定电压。
6.如权利要求1至5任一项所述的无电解电容电机驱动方法，其特征在于，所述将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机之前，所述方法还包括：
对母线电压进行补偿处理，根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压；
相应地，所述将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机，具体包括：
将所述脉冲宽度调制波、所述α轴的给定电压和所述β轴的给定电压发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波、所述α轴的给定电压和所述β轴的给定电压驱动所述无电解电容电机。
7.如权利要求6所述的无电解电容电机驱动方法，其特征在于，所述对母线电压进行补偿处理，根据补偿后的母线电压，确定所述无电解电容电机的α轴的给定电压和β轴的给定电压，具体包括：
获取母线电压；
对所述母线电压依次进行带通滤波处理和比例系数为K的调节，得到阻尼电流；
对所述母线电压和所述阻尼电流进行乘法运算，得到补偿功率；
获取所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流；
对所述α轴的实时电流和所述β轴的实时电流进行矢量叠加，得到所述静止αβ坐标系下的电流矢量幅值和所述电流矢量幅值对应的角度；
对所述电流矢量幅值进行比例增益处理，得到所述静止αβ坐标系下的补偿电流矢量；
对所述补偿功率与所述补偿电流矢量进行除法运算，得到电压矢量幅值；
选取与所述补偿电流矢量方向平行的电压矢量幅值，作为补偿电压矢量；
对所述补偿电流矢量对应的角度进行正弦处理，得到正弦角度；
对所述补偿电流矢量对应的角度进行余弦处理，得到余弦角度；
对所述补偿电压矢量与所述正弦角度进行乘法运算，得到所述α轴的给定电压；
对所述补偿电压矢量和所述余弦角度进行乘法运算，得到所述β轴的给定电压。
8.一种无电解电容电机驱动装置，其特征在于，所述装置包括：获取模块、给定电流确定模块、给定电压确定模块和驱动模块；
所述获取模块，用于采集无电解电容电机转子的实时转速、实时角度，及所述无电解电容电机的q轴的实时电流、d轴的实时电流；
所述给定电流确定模块，用于根据所述实时转速和所述实时角度，计算所述q轴的给定电流和所述d轴的给定电流；
所述给定电压确定模块，用于根据所述q轴的实时电流和所述q轴的给定电流，确定所述q轴的给定电压；根据所述d轴的实时电流和所述d轴的给定电流，确定所述d轴的给定电压；
所述驱动模块，用于根据所述q轴给定电压、所述d轴给定电压和所述实时角度生成脉冲宽度调制波，并将所述脉冲宽度调制波发送至逆变器，以使逆变器根据所述脉冲宽度调制波驱动所述无电解电容电机。
9.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括：存储器、处理器以及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的无电解电容电机驱动程序，所述无电解电容电机驱动程序配置为实现如权利要求1至7任一项所述的无电解电容电机驱动方法的步骤。
10.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质为计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有无电解电容电机驱动程序，所述无电解电容电机驱动程序被处理器执行时实现如权利要求1至7任一项所述的无电解电容电机驱动方法的步骤。
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