CN103414209B - 一种基于rmc的dfig直流并网发电系统及其转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于RMC的DFIG直流并网发电系统，包括多台DFIG和高压直流电网；每台DFIG连接有定子RMC换流器和转子RMC换流器；定子RMC换流器和转子RMC换流器共连有一台控制器。相对于传统DFIG并网系统中的工频变压器体积更小、重量更轻；对于DFIG系统来说，变流器的级数减少了，同时体积较大的稳压电容由体积重量较小的滤波电容取代，系统结构简单，运行性能稳定。本发明还公开了上述系统的转矩控制方法，定子和转子RMC换流器的协同作用，保证DFIG输出电磁转矩及气隙磁链幅值恒定，同时控制电机定子和转子侧输出有功功率和输入无功功率相等。

Description

一种基于RMC的DFIG直流并网发电系统及其转矩控制方法

技术领域

本发明属于风力并网发电技术领域，具体涉及一种基于RMC（精简矩阵变换器）的DFIG直流并网发电系统及其转矩控制方法。

背景技术

随着人口的增加，经济的发展，人类对于能源的需求也越来越大，传统的能源储量正在日益枯竭，从而带来了能源短缺的问题。随着传统能源的日益枯竭，风能已经成为一种十分具有潜力的新能源，而当今社会，风电产业已成为新能源领域的一大支柱产业。

伴随着陆上风电场的广泛应用，海上风电场也在持续发展。与陆上风电场相比，海上风电以其高风速、低风切变、低涡流、高产出等优点，成为重要的可持续能源。随着海上风电场规模和风电场离岸距离的增大，交流输电受到交流电缆充电电流的影响，传输容量和传输距离受到限制，不能满足海上风电场的并网要求。高压直流输电（HVDC）以其诸多优点成为大规模海上风电场与电网联接的理想方式。

传统的双馈风机HVDC并网结构如图1所示，主要由多台DFIG（双馈异步风力发电机）组成，每台DFIG依次连接转子侧变流器、网侧变流器、滤波器、变压器后通过送端站接入直流母线。这种并网系统必须使用送端站把DFIG输出功率从交流传输变为直流传输，并且该送端站需要在不同的工况下维持稳定的电机定子端电压，系统结构复杂，控制难度大。此外，应用于HVDC的传统变流器转换级数较多，增加了能量损耗，其稳压电解电容的使用又使得系统的体积和重量增加，同时降低了系统的可靠性。

因此，有必要研发出一种新型的风电HVDC并网系统拓扑结构，结合DFIG风机控制系统的相关特性，在保证并网效果的同时简化系统的结构，降低其建造成本，提高其运行性能，达到更好的研究和实际工程应用。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种基于RMC的DFIG直流并网发电系统及其转矩控制方法，结构简单成本低，通过气隙磁链定向的控制策略，保证了系统输出电磁转矩恒定，运行性能稳定；通过电流给定计算，灵活控制定、转子输出有功功率和无功功率的比例，保证了两者相等。

一种基于RMC的DFIG直流并网发电系统，包括多台DFIG和高压直流电网，每台DFIG连接有定子RMC换流器和转子RMC换流器；所述的定子RMC换流器和转子RMC换流器共连有一台控制器。

所述的定子RMC换流器用于在DFIG启动阶段，将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压，并对该方波电压进行降压，进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG定子提供初始励磁；在DFIG运行阶段，定子RMC换流器将DFIG的三相定子电压转换为正负交变的脉冲电压，并对该脉冲电压进行升压，进而将升压后的脉冲电压转换为直流电以注入高压直流电网。

所述的转子RMC换流器用于将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压，并对该方波电压进行降压，进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG转子提供励磁。

所述的定子RMC换流器和转子RMC换流器均由RMC、单相高频变压器和单相全桥全控型变流器依次连接构成。

所述的控制器用于采集DFIG的三相定子电流、三相转子电流、转子位置角以及转速，并根据这些信号构造出两组PWM信号分别对定子RMC换流器和转子RMC换流器进行协同控制。

所述的DFIG具有三相定子绕组和三相转子绕组；所述的三相定子绕组分别与定子RMC换流器中RMC的三相交流侧对应连接，所述的三相转子绕组分别与转子RMC换流器中RMC的三相交流侧对应连接，定子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧与转子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧对应连接后接入高压直流电网。

优选地，所述的定子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧与转子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧共同并联有母线滤波电容；能够维持恒定的直流电压。

所述的RMC为三相六桥臂结构，其每个桥臂由一双向功率开关构建；所述的双向功率开关由两个IGBT管T₁～T₂组成；其中，IGBT管T₁的集电极为双向功率开关的一端，IGBT管T₁的发射极与IGBT管T₂的发射极相连，IGBT管T₂的集电极为双向功率开关的另一端，两个IGBT管T₁～T₂的门极接收控制器提供的PWM信号。

上述DFIG直流并网发电系统的转矩控制方法，如下：

对于定子RMC换流器的控制，包括如下步骤：

A1.采集DFIG的三相定子电流、三相转子电流、转子位置角及转速；分别对三相定子电流和三相转子电流进行dq变换，得到三相定子电流的d轴分量I_ds和q轴分量I_qs以及三相转子电流的d轴分量I_dr和q轴分量I_qr；

A2.根据步骤A1中得到的信号通过计算DFIG气隙电势的d轴分量E_dm和q轴分量E_qm，进而计算出定子电压的d轴补偿量ΔU_ds和q轴补偿量ΔU_qs以及定子电流的d轴参考量i_ds和q轴参考量i_qs；

A3.根据步骤A2中计算得到的信号，通过PI调节补偿计算出定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs；

A4.根据定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs通过P-N-SVM（正负交变空间矢量调制）技术构造得到一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制；

对于转子RMC换流器的控制，包括如下步骤：

B1.分别对三相定子电流和三相转子电流进行dq变换，得到三相定子电流的d轴分量I_ds和q轴分量I_qs以及三相转子电流的d轴分量I_dr和q轴分量I_qr；

B2.根据步骤B1中得到的信号通过计算DFIG的等效励磁电流I_m，进而计算出转子电压的d轴补偿量ΔU_dr和q轴补偿量ΔU_qr以及转子电流的d轴参考量i_dr和q轴参考量i_qr；

B3.根据步骤B2中计算得到的信号，通过PI调节补偿计算出转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr；

B4.根据转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr通过P-N-SVM技术构造得到一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制。

所述的步骤A1中，采用DFIG气隙磁链矢量的空间角θ_e进行dq变换；所述的步骤B1中，采用转差角θ_v进行dq变换；

θ_e=∫ω₁dt

θ_v＝θ_e-θ

其中：ω₁=ω/2，ω为DFIG的转速，θ为DFIG的转子位置角；使同步角速度ω₁=ω/2，能够保证DFIG运行转差率始终为-1，进而控制定、转子输出有功功率相等。

所述的步骤A2中，根据以下公式计算定子电压的d轴补偿量ΔU_ds和q轴补偿量ΔU_qs：

E_dm＝-ω₁L_m(I_qs+I_qr)

E_qm＝ω₁L_m(I_ds+I_dr)

ΔU_ds＝E_dm-ω₁L_σsI_qs

ΔU_qs＝E_qm+ω₁L_σsI_ds

其中：ω₁=ω/2，ω为DFIG的转速，L_σs为定子漏感且L_σs=L_s-L_m，L_m为DFIG的定转子互感，L_s为DFIG的定子电感。

根据以下公式计算定子电流的d轴参考量i_ds和q轴参考量i_qs：

$i_{\mathrm{ds}}=\frac{-2{\mathrm{\ψ}}_r+\sqrt{{\left(2{\mathrm{\ψ}}_r\right)}^2+4(L_{\mathrm{\σs}}+L_{\mathrm{\σr}})(L_s+L_r+{2L}_m){\left(i_{\mathrm{qs}}\right)}^2}}{-2(L_{\mathrm{\σs}}+L_{\mathrm{\σr}})}$

i_qs＝T_e/ψ_r

其中：Ψ_r和T_e分别为气隙磁链和电磁转矩的给定值，L_σr为转子漏感且L_σr=L_r-L_m，L_r为DFIG的转子电感。

所述的步骤A3中，通过PI调节补偿计算定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs的具体方法如下：

首先，使定子电流的d轴参考量i_ds和q轴参考量i_qs分别减去三相定子电流的d轴分量I_ds和q轴分量I_qs，得到定子d轴电流误差ΔI_ds和定子q轴电流误差ΔI_qs；

然后，根据以下公式对定子d轴电流误差ΔI_ds和定子q轴电流误差ΔI_qs进行PI调节补偿，得到定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs；

$V_{\mathrm{ds}}=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{ds}}+(K_{\mathrm{ps}}+\frac{K_{\mathrm{is}}}{s})\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{ds}}$

$V_{\mathrm{qs}}={\mathrm{\ΔU}}_{\mathrm{qs}}+(K_{\mathrm{ps}}+\frac{K_{\mathrm{is}}}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{qs}}$

其中：K_ps和K_is分别为定子比例系数和定子积分系数，s为拉普拉斯算子。

所述的步骤A4中，通过P-N-SVM技术构造PWM信号的具体方法如下：

首先，根据定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs确定所需的参考输入电压矢量在静止α-β坐标系中所处的扇区；

然后，计算出该扇区左右两侧相邻基本电压矢量V_x和V_y以及零电压矢量V₀对应的作用时间t_x、t_y和t₀；

最后，在前半个调制周期，根据电压矢量V_x、V_y和V₀的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制；在后半个调制周期，根据电压矢量-V_x、-V_y和V₀的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制；其中，电压矢量V_x与-V_x极性相反作用时间相等，电压矢量V_y与-V_y极性相反作用时间相等。

所述的步骤B2中，根据以下公式计算转子电压的d轴补偿量ΔU_dr和q轴补偿量ΔU_qr：

I_m＝I_ds+I_dr

ΔU_dr＝-ω_sL_σrI_qr

ΔU_qr＝ω_sL_σrI_dr+ω_sL_mI_m

其中：ω_s为转差角速度且ω_s=ω₁-ω，ω₁=ω/2，ω为DFIG的转速；L_σr为转子漏感且L_σr=L_r-L_m，L_m为DFIG的定转子互感，L_r为DFIG的转子电感。

根据以下公式计算转子电流的d轴参考量i_dr和q轴参考量i_qr：

i_dr＝(ψ_r/L_m)-i_ds

i_qr＝-i_qs

其中：Ψ_r为气隙磁链的给定值。

所述的步骤B3中，通过PI调节补偿计算转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr的具体方法如下：

首先，使转子电流的d轴参考量i_dr和q轴参考量i_qr分别减去三相转子电流的d轴分量I_dr和q轴分量I_qr，得到转子d轴电流误差ΔI_dr和转子q轴电流误差ΔI_qr；

然后，根据以下公式对转子d轴电流误差ΔI_dr和转子q轴电流误差ΔI_qr进行PI调节补偿，得到转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr；

$V_{\mathrm{dr}}=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{dr}}+(K_{\mathrm{pr}}+\frac{K_{\mathrm{ir}}}{s})\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{dr}}$

$V_{\mathrm{qr}}=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{qr}}+(K_{\mathrm{pr}}+\frac{K_{\mathrm{ir}}}{s})\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{qr}}$

其中：K_pr和K_ir分别为转子比例系数和转子积分系数，s为拉普拉斯算子。

所述的步骤B4中，通过P-N-SVM技术构造PWM信号的具体方法如下：

首先，根据转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr确定所需的参考输入电压矢量在静止α-β坐标系中所处的扇区；

然后，计算出该扇区左右两侧相邻基本电压矢量V_x和V_y以及零电压矢量V₀对应的作用时间t_x、t_y和t₀；

最后，在前半个调制周期，根据电压矢量V_x、V_y和V₀的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制；在后半个调制周期，根据电压矢量-V_x、-V_y和V₀的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制；其中，电压矢量V_x与-V_x极性相反作用时间相等，电压矢量V_y与-V_y极性相反作用时间相等。

本发明系统主要包括DFIG、转子RMC换流器、定子RMC换流器以及高压直流电网；该系统首先通过间接气隙磁链位置角计算方法，保证DFIG定子和转子侧输出有功功率相等，即电机转差率恒为-1。其次通过定子和转子RMC换流器的协同作用，保证DFIG输出电磁转矩及气隙磁链幅值恒定，同时控制电机定子和转子侧输入无功功率相等。定子RMC换流器起到将DFIG输出交流电转换为直流电并升压至HVDC的电压等级，同时实现了DFIG的最大风能跟踪运行以及风电场侧送端站功能。转子RMC换流器作用是为DFIG转子提供励磁，同时实现稳定的DFIG定子端电压控制。本发明中直流电网相当于电压稳定的无穷大直流源，可直接通过高压直流输电将电能输送到远距离地区。

本发明DFIG的RMC换流器采用间接气隙磁链定向控制方法；在传统的DFIG交流并网的模型中，风机定子端输出直接与电网相连，定子侧电压为稳定对称三相交流电，为DFIG的矢量控制提供了稳定的定子磁链定向或定子电压定向基准。然而，在本发明DFIG直流并网系统中，DFIG的定子与定子RMC换流器相连，因此为了保证其矢量控制的精确定位，需要协同控制定子与转子RMC换流器实现气隙磁链恒定来确保气隙电势为三相对称正弦，继而控制输出电磁转矩稳定在最大风能跟踪点。

本发明的有益效果在于：在DFIG风电系统中，直接通过定子RMC换流器把功率从交流传输变为直流传输，其中RMC换流器中的高频变压器将直流母线电压直接升至HVDC电压等级，相对于传统DFIG并网系统中的工频变压器体积更小、重量更轻。P-N-SVM调制技术一方面实现了上述定转子RMC换流器的控制目标，另一方面也保证了高频变压器的输入侧电压为正负交变的高频方波脉冲；同时对于DFIG系统来说，变流器的级数减少了，同时体积较大的稳压电容由体积重量较小的滤波电容取代，系统结构简单，运行性能稳定。此外，通过定子与转子RMC换流器的协同作用，保证了DFIG输出电磁转矩平稳，进一步提高了电能质量，减少了对电网的谐波影响；通过电流给定计算，灵活控制定、转子输出有功功率和无功功率的比例，保证了两者相等。

附图说明

图1为传统基于DFIG直流并网发电系统的结构示意图。

图2为本发明基于RMC的DFIG直流并网发电系统的结构示意图。

图3(a)为RMC换流器的拓扑结构示意图。

图3(b)为双向功率开关的结构示意图。

图4为转子RMC换流器的控制原理流程示意图。

图5为定子RMC换流器的控制原理流程示意图。

图6(a)为本发明并网发电系统的仿真波形图。

图6(b)为DFIG定子输出有功/无功功率以及转子输出有功/无功功率的波形图。

图6(c)为DFIG定子磁链频率、转子转速以及电机运行转差率的波形图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其控制方法进行详细说明。

如图2所示，一种基于RMC的DFIG直流并网发电系统，包括多台DFIG和高压直流电网，每台DFIG连接有定子RMC换流器和转子RMC换流器；定子RMC换流器和转子RMC换流器共连有一台控制器；DFIG具有三相定子绕组和三相转子绕组，三相定子绕组和三相转子绕组均采用星型连接方式；其中：

定子RMC换流器用于在DFIG启动阶段，将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压，并对该方波电压进行降压，进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG定子提供初始励磁；在DFIG运行阶段，定子RMC换流器将DFIG的三相定子电压转换为正负交变的脉冲电压，并对该脉冲电压进行升压，进而将升压后的脉冲电压转换为直流电以注入高压直流电网。

转子RMC换流器用于将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压，并对该方波电压进行降压，进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG转子提供励磁。

本实施方式中，定子RMC换流器和转子RMC换流器均采用由RMC、单相高频变压器T和单相全桥全控型变流器依次连接构成，如图3(a)所示；定子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧与转子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧对应连接后接入高压直流电网；两个全控型变流器的直流侧共并联有母线滤波电容C。

本实施方式中，RMC为三相六桥臂结构，其每个桥臂由一双向功率开关构建；如图3(b)所示，双向功率开关由两个IGBT管T₁～T₂组成；其中，IGBT管T₁的集电极为双向功率开关的一端，IGBT管T₁的发射极与IGBT管T₂的发射极相连，IGBT管T₂的集电极为双向功率开关的另一端，两个IGBT管T₁～T₂的门极接收控制器提供的PWM信号；单相全桥不控型变流器的桥臂功率开关器件采用二极管，单相全桥全控型变流器的桥臂功率开关器件采用IGBT。

控制器用于采集DFIG的三相定子电流I_as～I_cs、三相转子电流I_ar～I_cr、转子位置角θ以及转速ω，并根据这些信号构造出两组PWM信号分别对定子RMC换流器和转子RMC换流器进行协同控制。本实施方式中，控制器由电流传感器、编码器、驱动电路和DSP构建；其中，电流传感器用于采集电流信号；编码器用于通过检测DFIG的转子位置角及转速，电流传感器和编码器将采集到的信号经信号调理及模数转换后传送给DSP，由DSP根据这些信号通过相应的控制算法构造出两组PWM信号经驱动电路功率放大后分别对定子RMC换流器和转子RMC换流器中RMC的双向功率开关进行开关控制。

如图4所示，本实施方式中定子RMC换流器的控制方法，包括如下步骤：

A1.利用电流传感器采集DFIG的三相定子电流I_as～I_cs和三相转子电流I_ar～I_cr，利用编码器通过检测DFIG的转子位置角θ得到DFIG的转速ω；

根据气隙磁链矢量定向原则，将d轴定在气隙磁链矢量方向，分别对三相定子电流I_as～I_cs和三相转子电流I_ar～I_cr进行dq变换，得到三相定子电流的d轴分量I_ds和q轴分量I_qs以及三相转子电流的d轴分量I_dr和q轴分量I_qr；

其中，进行dq变换所需的气隙磁链空间角为θ_e，θ_e=∫ω₁dt,ω₁为定子磁链旋转角速度，且ω₁=ω/2。

A2.根据步骤A1中得到的信号，首先通过以下算式计算出DFIG气隙电势的d轴分量E_dm和q轴分量E_qm：

E_dm＝-ω₁L_m(I_qs+I_qr)

E_qm＝ω₁L_m(I_ds+I_dr)

其中：L_m为DFIG的定转子互感，本实施方式中L_m=3.78pu；

然后，根据以下算式计算出定子电压的d轴补偿量ΔU_ds和q轴补偿量ΔU_qs：

ΔU_ds＝E_dm-ω₁L_σsI_qs

ΔU_qs＝E_qm+ω₁L_σsI_ds

其中：L_σs为定子漏感且L_σs=L_s-L_m，L_s为DFIG的定子电感，本实施方式中L_s=3.91pu；

最后，根据以下算式计算出定子电流的d轴参考量i_ds和q轴参考量i_qs：

$i_{\mathrm{ds}}=\frac{-2{\mathrm{\ψ}}_r+\sqrt{{\left(2{\mathrm{\ψ}}_r\right)}^2+4(L_{\mathrm{\σs}}+L_{\mathrm{\σr}})(L_s+L_r+{2L}_m){\left(i_{\mathrm{qs}}\right)}^2}}{-2(L_{\mathrm{\σs}}+L_{\mathrm{\σr}})}$

i_qs＝T_e/ψ_r

其中：Ψ_r和T_e分别为气隙磁链和电磁转矩的给定值，L_σr为转子漏感且L_σr=L_r-L_m，L_r为DFIG的转子电感，本实施方式中L_r=3.907pu，Ψ_r=1pu，T_e=0.4pu。

A3.根据步骤A2中计算得到的信号，通过PI调节补偿计算出定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs：

首先，使定子电流的d轴参考量i_ds和q轴参考量i_qs分别减去三相定子电流的d轴分量I_ds和q轴分量I_qs，得到定子d轴电流误差ΔI_ds和定子q轴电流误差ΔI_qs；

然后，根据以下公式对定子d轴电流误差ΔI_ds和定子q轴电流误差ΔI_qs进行PI调节补偿，得到定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs；

$V_{\mathrm{ds}}=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{ds}}+(K_{\mathrm{ps}}+\frac{K_{\mathrm{is}}}{s})\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{ds}}$

$V_{\mathrm{qs}}={\mathrm{\ΔU}}_{\mathrm{qs}}+(K_{\mathrm{ps}}+\frac{K_{\mathrm{is}}}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{qs}}$

其中：K_ps和K_is分别为定子比例系数和定子积分系数，s为拉普拉斯算子，本实施方式中，K_ps=4，K_ir=50。

A4.根据定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs通过P-N-SVM技术构造得到一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制：

首先，通过Park反变换将定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs转换为在静止α-β坐标系下的定子α轴电压调制信号V_αs和定子β轴电压调制信号V_βs；

进而根据调制信号V_αs和V_βs确定所需的参考输入电压矢量在静止α-β坐标系中所处的扇区，以及参考输入电压矢量与该扇区右侧相邻基本电压矢量的夹角θ_svm；

然后，根据θ_svm计算出该扇区左右两侧相邻基本电压矢量V_x和V_y以及零电压矢量V₀对应的作用时间t_x、t_y和t₀；具体计算公式如下：

t_x＝(T_pwm/2)*msin(60°-θ_svm)

t_y＝(T_pwm/2)*msinθ_svm

t_x＝T_pwm/2-t_x-t_y

其中：T_pwm为调制周期，m为电压调制度；

最后，在前半个调制周期，根据电压矢量V_x、V_y和V₀的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中RMC进行控制；在后半个调制周期，根据电压矢量-V_x、-V_y和V₀的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中RMC进行控制；其中，电压矢量V_x与-V_x极性相反作用时间相等，电压矢量V_y与-V_y极性相反作用时间相等。

如图5所示，本实施方式中转子RMC换流器的控制方法，包括如下步骤：

B1.根据间接气隙磁链定向原则，将d轴定在气隙磁链方向，分别对三相定子电流I_as～I_cs和三相转子电流I_ar～I_cr进行dq变换，得到三相定子电流的d轴分量I_ds和q轴分量I_qs以及三相转子电流的d轴分量I_dr和q轴分量I_qr；其中，进行dq变换所需的气隙磁链空间角为转差角θ_v=θ_e-θ。

B2.根据步骤B1中得到的信号，首先通过以下算式计算出DFIG的等效励磁电流I_m：

I_m＝I_ds+I_dr

然后，根据以下算式计算出转子电压的d轴补偿量ΔU_dr和q轴补偿量ΔU_qr：

ΔU_dr＝-ω_sL_σrI_qr

ΔU_qr＝ω_sL_σrI_dr+ω_sL_mI_m

其中：ω_s=ω₁-ω。

最后，根据以下算式计算出转子电流的d轴参考量i_dr和q轴参考量i_qr：

i_dr＝(ψ_r/L_m)-i_ds

i_qr＝-i_qs

B3.根据步骤B2中计算得到的信号，通过PI调节补偿计算出转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr：

首先，使转子电流的d轴参考量i_dr和q轴参考量i_qr分别减去三相转子电流的d轴分量I_dr和q轴分量I_qr，得到转子d轴电流误差ΔI_dr和转子q轴电流误差ΔI_qr；

然后，根据以下公式对转子d轴电流误差ΔI_dr和转子q轴电流误差ΔI_qr进行PI调节补偿，得到转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr；

$V_{\mathrm{dr}}=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{dr}}+(K_{\mathrm{pr}}+\frac{K_{\mathrm{ir}}}{s})\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{dr}}$

$V_{\mathrm{qr}}=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{qr}}+(K_{\mathrm{pr}}+\frac{K_{\mathrm{ir}}}{s})\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{qr}}$

其中：K_pr和K_ir分别为转子比例系数和转子积分系数，本实施方式中，K_pr=4，K_ir=50。

B4.根据转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr通过P-N-SVM技术构造得到一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制。

以下我们对本实施方式进行仿真分析；直流母线电压设置为10kV，高频变压器的额定频率为3kHz，电压变比为1.15:10kV，DFIG参数如表1所示：

表1

电机参数	参数值
		额定功率Pn	3MW
额定电压Un	220V
		额定频率fn	50Hz
力矩转速ωn	0.9pu
		定子相电阻Rs	0.00586pu
定子电感Ls	3.91pu
		转子电感Lr	3.907pu
电机互感Lm	3.78pu
		极对数p	3

图6(a)为采用本实施方式对DFIG并网系统进行控制的仿真波形图，包括三相气隙电势E_am～E_cm、三相定子电流I_as～I_cs、三相转子电流I_ar～I_cr、电磁转矩以及电机转子角速度的波形。仿真中，我们目标输出的电磁功率给定值为0.4pu，转子磁链的给定值为1pu。从仿真结果可以看出，气隙电势和定、转子相电流波形良好。实际的输出的电磁转矩0.4pu左右波动，波动范围为±5%；电机转子角速度稳定在1.2pu。此时定子的有功电流分量I_sd与无功电流分量I_sq都保持平稳状态。

图6(b)为定子输出有功功率和输入无功功率，以及转子输出有功功率和输入无功功率的波形。可以看出仿真结果实现了定、转子有功、无功功率分别相等，其中输出有功功率约为1.2MW（0.4pu），输入无功功率约为1.8M Var（0.6pu）。

图6(c)所示的波形包括了定子磁链频率、转子转速以及电机运行转差率的波形。从图中可以看出电机转差率始终保持在s=-1，保证了定、转子输出相同的有功功率。转子转速稳定在3500r/min，定子磁链频率稳定在30Hz。

Claims (4)

1.一种基于RMC的DFIG直流并网发电系统的转矩控制方法，所述的DFIG直流并网发电系统包括多台DFIG和高压直流电网，每台DFIG连接有定子RMC换流器和转子RMC换流器；所述的定子RMC换流器和转子RMC换流器共连有一台控制器；

所述的定子RMC换流器用于在DFIG启动阶段，将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压，并对该方波电压进行降压，进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG定子提供初始励磁；在DFIG运行阶段，定子RMC换流器将DFIG的三相定子电压转换为正负交变的脉冲电压，并对该脉冲电压进行升压，进而将升压后的脉冲电压转换为直流电以注入高压直流电网；

所述的转子RMC换流器用于将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压，并对该方波电压进行降压，进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG转子提供励磁；

所述的控制器用于采集DFIG的三相定子电流、三相转子电流、转子位置角以及转速，并根据这些信号构造出两组PWM信号分别对定子RMC换流器和转子RMC换流器进行协同控制；

所述的定子RMC换流器和转子RMC换流器均由RMC、单相高频变压器和单相全桥全控型变流器依次连接构成；所述的RMC为三相六桥臂结构，其每个桥臂由一双向功率开关构建；所述的双向功率开关由两个IGBT管T₁～T₂组成；其中，IGBT管T₁的集电极为双向功率开关的一端，IGBT管T₁的发射极与IGBT管T₂的发射极相连，IGBT管T₂的集电极为双向功率开关的另一端，两个IGBT管T₁～T₂的门极接收控制器提供的PWM信号；

所述的转矩控制方法如下：

对于定子RMC换流器的控制，包括如下步骤：

A1.采集DFIG的三相定子电流、三相转子电流、转子位置角及转速；分别对三相定子电流和三相转子电流进行dq变换，得到三相定子电流的d轴分量I_ds和q轴分量I_qs以及三相转子电流的d轴分量I_dr和q轴分量I_qr；

A2.根据步骤A1中得到的信号通过计算DFIG气隙电势的d轴分量E_dm和q轴分量E_qm，进而根据以下公式计算出定子电压的d轴补偿量ΔU_ds和q轴补偿量ΔU_qs以及定子电流的d轴参考量i_ds和q轴参考量i_qs；

E_dm＝-ω₁L_m(I_qs+I_qr)

E_qm＝ω₁L_m(I_ds+I_dr)

ΔU_ds＝E_dm-ω₁L_σsI_qs

ΔU_qs＝E_qm+ω₁L_σsI_ds

$i_{\mathrm{ds}}=\frac{-2{\mathrm{\ψ}}_r+\sqrt{{\left({2\mathrm{\ψ}}_r\right)}^2+4(L_{\mathrm{\σs}}+L_{\mathrm{\σr}})(L_s+L_r+2L_m){\left(i_{\mathrm{qs}}\right)}^2}}{-2(L_{\mathrm{\σs}}+L_{\mathrm{\σr}})}$

i_qs＝T_e/ψ_r

其中：ω₁＝ω/2，ω为DFIG的转速，L_σs为定子漏感且L_σs＝L_s-L_m，L_m为DFIG的定转子互感，L_s为DFIG的定子电感，Ψ_r和T_e分别为气隙磁链和电磁转矩的给定值，L_σr为转子漏感且L_σr＝L_r-L_m，L_r为DFIG的转子电感；

A3.根据步骤A2中计算得到的信号，通过PI调节补偿计算出定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs；

A4.根据定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs通过P-N-SVM技术构造得到一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制，具体实现过程如下：

首先，根据定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs确定所需的参考输入电压矢量在静止α-β坐标系中所处的扇区；

然后，计算出该扇区左右两侧相邻基本电压矢量V_x和V_y以及零电压矢量V₀对应的作用时间t_x、t_y和t₀；

最后，在前半个调制周期，根据电压矢量V_x、V_y和V₀的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制；在后半个调制周期，根据电压矢量-V_x、-V_y和V₀的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制；其中，电压矢量V_x与-V_x极性相反作用时间相等，电压矢量V_y与-V_y极性相反作用时间相等；

对于转子RMC换流器的控制，包括如下步骤：

B1.分别对三相定子电流和三相转子电流进行dq变换，得到三相定子电流的d轴分量I_ds和q轴分量I_qs以及三相转子电流的d轴分量I_dr和q轴分量I_qr；

B2.根据步骤B1中得到的信号通过计算DFIG的等效励磁电流I_m，进而根据以下公式计算出转子电压的d轴补偿量ΔU_dr和q轴补偿量ΔU_qr以及转子电流的d轴参考量i_dr和q轴参考量i_qr；

I_m＝I_ds+I_dr

ΔU_dr＝-ω_sL_σrI_qr

ΔU_qr＝ω_sL_σrI_dr+ω_sL_mI_m

i_dr＝(ψ_r/L_m)-i_ds

i_qr＝-i_qs

其中：ω_s为转差角速度且ω_s＝ω₁-ω；

B3.根据步骤B2中计算得到的信号，通过PI调节补偿计算出转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr；

B4.根据转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr通过P-N-SVM技术构造得到一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制，具体实现过程如下：

首先，根据转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr确定所需的参考输入电压矢量在静止α-β坐标系中所处的扇区；

然后，计算出该扇区左右两侧相邻基本电压矢量V_x和V_y以及零电压矢量V₀对应的作用时间t_x、t_y和t₀；

最后，在前半个调制周期，根据电压矢量V_x、V_y和V₀的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制；在后半个调制周期，根据电压矢量-V_x、-V_y和V₀的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制；其中，电压矢量V_x与-V_x极性相反作用时间相等，电压矢量V_y与-V_y极性相反作用时间相等。

2.根据权利要求1所述的转矩控制方法，其特征在于：所述的步骤A1中，采用DFIG气隙磁链矢量的空间角θ_e进行dq变换；所述的步骤B1中，采用转差角θ_v进行dq变换；

θ_e＝∫ω₁dt

θ_v＝θ_e-θ

其中：ω₁＝ω/2，ω为DFIG的转速，θ为DFIG的转子位置角。

3.根据权利要求1所述的转矩控制方法，其特征在于：所述的步骤A3中，通过PI调节补偿计算定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs的具体方法如下：

首先，使定子电流的d轴参考量i_ds和q轴参考量i_qs分别减去三相定子电流的d轴分量I_ds和q轴分量I_qs，得到定子d轴电流误差ΔI_ds和定子q轴电流误差ΔI_qs；

然后，根据以下公式对定子d轴电流误差ΔI_ds和定子q轴电流误差ΔI_qs进行PI调节补偿，得到定子d轴电压调制信号V_ds和定子q轴电压调制信号V_qs；

$V_{\mathrm{ds}}=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{ds}}+(K_{\mathrm{ps}}+\frac{K_{\mathrm{is}}}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{ds}}$

$V_{\mathrm{qs}}=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{qs}}+(K_{\mathrm{ps}}+\frac{K_{\mathrm{is}}}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{qs}}$

其中：K_ps和K_is分别为定子比例系数和定子积分系数，s为拉普拉斯算子。

4.根据权利要求1所述的转矩控制方法，其特征在于：所述的步骤B3中，通过PI调节补偿计算转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr的具体方法如下：

首先，使转子电流的d轴参考量i_dr和q轴参考量i_qr分别减去三相转子电流的d轴分量I_dr和q轴分量I_qr，得到转子d轴电流误差ΔI_dr和转子q轴电流误差ΔI_qr；

然后，根据以下公式对转子d轴电流误差ΔI_dr和转子q轴电流误差ΔI_qr进行PI调节补偿，得到转子d轴电压调制信号V_dr和转子q轴电压调制信号V_qr；

$V_{\mathrm{dr}}=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{dr}}+(K_{\mathrm{pr}}+\frac{K_{\mathrm{ir}}}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{dr}}$

$V_{\mathrm{qr}}=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{qr}}+(K_{\mathrm{qr}}+\frac{K_{\mathrm{ir}}}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{qr}}$

其中：K_pr和K_ir分别为转子比例系数和转子积分系数，s为拉普拉斯算子。