CN105552951A - 一种基于重复滑模的dfig系统控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，在构造滑模面中加入重复控制器，使得系统具有对任意谐波的控制能力。因此，所提出控制方法可消除由于电网电压谐波所引入的电机电磁转矩脉动和系统输出电流的谐波，从而达到延迟风机机械寿命、满足风电并网谐波标准的目的。本发明无需进行各次谐波分量的提取，也无需加入过多的谐振控制器，可对任意次谐波进行控制，使系统适用。

Description

一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法

技术领域

本发明属于风力发电控制技术领域，具体涉及一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法。

背景技术

为解决化石能源危机及温室气体污染问题，开发利用清洁高效的可再生能源，实现可持续发展已成为全球共识。其中，风能是近期最具大规模开发利用价值的可再生能源。基于交流励磁双馈异步发电机(doublyfedinductiongenerator,DFIG)的风力发电系统具有变速恒频运行、有功功率和无功功率独立解耦控制及变频器容量小等诸多优点，在风力发电领域得到了广泛的应用。该系统中DFIG的定子与电网直接相连，电网状况将会直接影响系统的运行。我国国家标准GB/T15543-2008《电能质量三相电压不平衡》及GB/T14549-1993《电能质量-公用电网谐波》，允许正常运行电网中，存在一定的负序电压和各次谐波电压。即DFIG风电系统所接入的电网，实际为一个不平衡及谐波分布的复杂电网。在该电网下，DFIG风电系统输出电流将发生不平衡及谐波畸变，极可能超出GB/T14549-1993《电能质量-公用电网谐波》中规定的上限值。若强行并网，将进一步降低电网质量，影响用电负荷等的电网环境。同时，DFIG风电系统中谐波电流或磁链与电网电压相互作用，将使得DFIG电磁转矩和功率持续脉动，磨损机组轴系系统。

对此，各国学者对其在实际电网中的运行展开了广泛地研究，其中主要集中于电网电压不平衡及5次、7次谐波畸变条件下。首先，胡家兵在标题为《双馈异步风力发电机系统电网故障穿越(不间断)运行研究—基础理论与关键技术》(浙江大学，2009)的博士论文中、LieXu在标题为DynamicmodelingandcontrolofDFIG-basedwindturbinesunderunbalancednetworkconditions(IEEETransactionsonPowerSystems,2007)的文献中从数学建模的角度，定量地描述了不平衡电网电压对DFIG风电系统运行安全和输出电能质量的影响。在此基础上，为了降低电网不平衡对双馈风电系统的危害和满足系统不脱网运行的要求，YongsugS等在文献AComparativeStudyonControlAlgorithmforActiveFront-EndRectifierofLargeMotorDrivesUnderUnbalancedInput(IEEETransactionsonIndustryApplications,2011)中对该电网条件下DFIG风电系统的运行控制进行改进和优化，提出了网侧变换器和机侧变换器包括相应控制目标、正负序电流控制器、正负序电压提取在内的增强运行控制策略。随后，对非理想电网条件下的DFIG风电系统运行研究扩展到了5、7次谐波畸变的情况。徐海亮在文献电网谐波条件下双馈感应风力发电机的建模与控制(电力系统自动化,2011)中对5、7次谐波畸变电网下的DFIG风电系统进行了数学建模。为减少由此带来的系统电流谐波畸变、机组轴系系统磨损等危害，HengNian,YuQuan等在文献ImprovedcontrolstrategyofDFIG-basedwindpowergenerationsystemsconnectedtoaharmonically-pollutednetwork(ElectricPowerSystemsResearch,2012)中提出了网侧变换器和机侧变换器包括相应控制目标、正序及谐波电流控制器、正序及谐波电压提取在内的增强运行控制策略。进一步地，JiabingHu等在文献CoordinatedcontrolofDFIG'sRSCandGSCundergeneralizedunbalancedanddistortedgridvoltageconditions(IEEETransactionsonIndustrialElectronics,2013)中建立了不平衡及5次、7次谐波电压共存电网条件下的DFIG风电系统数学模型，在此基础上，采用比例积分多谐振控制器对正序、负序、5次及7次谐波分量同时进行调节，实现系统输出总电流平稳且正弦、电磁转矩平稳无脉动的控制目标，推进了非理想电网下并网型风电系统的控制技术的发展。

上述非理想电网条件下的增强运行控制策略实现的本质基本相同：先基于所建立数学模型和有限可控电流对象(如不平衡电网下，控制对象仅为正序电流及负序电流)，提出改善系统运行性能或输出电能质量的控制目标；然后采用能同时对正序、负序或相应谐波参考实现了快速、精确调节的控制器，如比例谐振或比例积分谐振控制器，实现对电流的无差调节，从而实现预定辅助控制目标。其中，在以上控制策略中，需要设计正负序分离或者谐波分离技术，提取电网电压或电流的正序、负序或5次、7次谐波分量，给参考值计算提供依据；还需要对原有锁相环技术进行改进，排除电网负序电压或者5次及7次谐波电压对锁相精度的影响。

原有的研究，仅针对不平衡及5次、7次谐波畸变情况。但实际上，国际电工组织的IEEE-519-1992、ERG5/4-1和国标GB/T14549-93等电网规范，均允许工业电网中存在一定比例的其他谐波。当实际电网中出现其他次谐波电压时，仅仅考虑不平衡及5次、7次谐波电网电压的DFIG风电运行控制系统，将无法抑制由其他谐波电压带来的电流畸变和转矩脉动情况，使得DFIG风电系统输出电流难以满足并网规范的要求，如图1所示。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，保证DFIG风电系统在任意次谐波畸变的实际电网下，输出电流符合并网标准，并降低系统内部机械磨损。

一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，包括如下步骤：

对于DFIG机侧变流器控制：

A1.采集DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流、转速以及转子位置角，根据转子位置角通过坐标变换确定DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流以及定子磁链在定子静止α-β坐标系中的分量，进而计算出DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e；

A2.使给定的电磁转矩参考量T_eref和无功功率参考量Q_sref分别减去DFIG的电磁转矩T_e和输出无功功率Q_s，得到电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s；分别对电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s通过重复控制器调节，得到电磁转矩重复滑模值S_T和无功功率重复滑模值S_Q；

A3.根据所述的电磁转矩滑模值S_T和无功功率滑模值S_Q计算得到滑模控制中的开关控制量，根据DFIG参数计算得到滑模控制中的等效控制量，将开关控制量和等效控制量相加得到转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量；

A4.对转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量进行Park变换，得到转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量；进而根据转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG机侧变流器进行控制；

对于DFIG网侧变流器控制：

B1.采集DFIG网侧变流器的三相进线电流和直流母线电压V_dc，通过坐标变换确定三相进线电流在同步速旋转dq坐标系中的d轴分量和q轴分量；通过坐标变换确定三相定子电压在同步速旋转dq坐标系中的d轴分量和q轴分量；

B2.使给定的直流母线电压参考量V_dcref减去直流母线电压V_dc，得到直流母线电压误差量ΔV_dc；对直流母线电压误差量ΔV_dc进行PI调节，得到网侧变流器的平均有功电流参考I_{p_ave}；

B3.在定子静止α-β坐标系中提取定子谐波电流，并通过坐标变换得到同步速旋转dq坐标系中定子谐波电流的d轴分量和q轴分量；在同步速旋转dq坐标系中将网侧变流器的平均有功电流参考及平均无功电流参考分别与定子谐波电流的dq轴分量相减，得到网侧变流器的d轴电流参考值I_gdref和q轴电流参考值I_gqref；

B4.使d轴电流参考值I_gdref和q轴电流参考值I_gqref分别减去网侧变流器d轴电流I_gd和q轴电流I_gq，得到d轴电流误差量ΔI_gd和q轴电流误差量ΔI_gq；分别将d轴电流误差量ΔI_gd和q轴电流误差量ΔI_gq通过重复控制器调节，得到d轴电流滑模值S_d和q轴电流滑模值S_q；根据所述的d轴电流滑模值S_d和q轴电流滑模值S_q计算得到滑模控制中的开关控制量；根据网侧变流器参数计算得到滑模控制中的等效控制量；

B5.使开关控制量和等效控制量相加得到网侧电压指令在同步速旋转dq坐标系中的分量；通过坐标变换将网侧电压指令在同步速旋转dq坐标系中的分量变换到网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中；进而根据网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG网侧变流器进行控制。

所述的步骤A1中，根据以下算式计算定子磁链在定子静止α-β坐标系中的分量：

其中：和分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_rα和I_rβ分别为三相转子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，L_s为DFIG的定子电感，L_m为DFIG的定转子互感。

所述的步骤A1中，根据以下算式计算DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e：

P_s＝-1.5(U_sαI_sα+U_sβI_sβ)

Q_s＝-1.5(U_sβI_sα-U_sαI_sβ)

其中：p为DFIG的极对数，和分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。

所述的步骤A2中，根据以下算式将电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s通过重复控制器调节：

$S_T=(1+\frac{k_{ri}}{s}+\frac{k_{rr}{e}^{-sT}}{1-k_{rf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔT}}_e$

$S_Q=(1+\frac{k_{ri}}{s}+\frac{k_{rr}{e}^{-sT}}{1-k_{rf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔQ}}_s$

其中：ΔT_e＝T_eref－T_e，ΔQ_s＝Q_sref－Q_s，s为拉普拉斯算子，k_ri为给定的积分系数，k_rr为给定的重复控制系数，k_rf为提高重复控制稳定性的给定系数，s为拉普拉斯算子，T＝0.01。

所述的步骤A3中，根据电磁转矩滑模值S_T和无功功率滑模值S_Q通过以下算式计算滑模控制中的开关控制量：

其中：k_T为给定的转矩滑模控制系数，k_Q为给定的无功滑模控制系数，sat()为饱和函数，σ为DFIG的漏感系数且σ＝1-(L_sL_r/L_m ²)，L_s和L_r分别为DFIG的定子电感和转子电感，L_m为DFIG的定转子互感。

根据DFIG系统参数通过以下算式计算滑模控制中的等效控制量：

其中：U_{rα_eq}和U_{rβ_eq}分别为等效控制量在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，ω＝2πf，f＝50Hz，ωr为DFIG的转速。

所述的步骤B3中，根据以下算式，在定子静止α-β坐标系中提取定子电流谐波分量：

$I_{s\mathrm{\α}n}=(1-\frac{s^2+{\mathrm{\ω}}^2}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}^2})\·I_{s\mathrm{\α}}$

$I_{S\mathrm{\β}n}=(1-\frac{s^2+{\mathrm{\ω}}^2}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}^2})\·I_{s\mathrm{\β}}$

其中：I_sαn和I_sβn分别为定子谐波电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，ω＝2πf，f＝50Hz，ω_c为带宽角频率，ω_c＝15π，s为拉普拉斯算子。

根据以下算式计算网侧变流器的有功电流参考值I_gdref和无功电流参考值I_gqref：

I_gdref＝I_{p_ave}-I_sdn

I_gqref＝I_{q_ave}-I_sqn

其中：I_{p_ave}和I_{q_ave}分别为网侧变流器的平均有功电流参考和平均无功电流参考，I_sdn和I_sqn分别为定子电流谐波在同步速旋转dq坐标系中的d轴分量和q轴分量；

所述的步骤B4中，根据以下算式将d轴电流误差量ΔI_gd和q轴电流误差量ΔI_gq通过重复控制器进行调节：

$S_d=(1+\frac{k_{gi}}{s}+\frac{k_{gr}{e}^{-sT}}{1-k_{gf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔI}}_{gd}$

$S_q=(1+\frac{k_{gi}}{s}+\frac{k_{gr}{e}^{-sT}}{1-k_{gf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔI}}_{gq}$

其中：ΔI_gd和ΔI_gq分别为网侧变流器d轴电流误差量和q轴电流误差量，ΔI_gd＝I_gdref－I_gd，ΔI_gq＝I_gqref－I_gq，k_gi为给定的积分系数，k_gr为给定的重复控制系数，k_gf为提高重复控制稳定性的给定系数，s为拉普拉斯算子，T＝0.01

所述的步骤B4中，根据d轴电流滑模值S_d和q轴电流滑模值S_q通过以下算式计算滑模控制的开关控制量：

ΔV_gd＝k_dsat(S_d)+k_giΔI_gd

ΔV_gq＝k_qsat(S_q)+k_giΔI_gq

其中：ΔV_gd和ΔV_gq分别为开关控制量在同步速旋转d-q坐标系中的d轴和q轴分量，sat为饱和函数，k_d和k_q分别为给定的d轴和q轴的滑模控制系数。

所述的步骤B4中，根据以下算式计算滑模控制中的等效控制量：

V_{d_eq}＝U_d-RI_d+ωLI_q

V_{q_eq}＝U_q-RI_q-ωLI_d

其中：V_{gd_eq}和V_{gq_eq}分别为等效控制量在同步速旋转d-q坐标系中的d轴和q轴分量；L_g和R_g分别为网侧变流器进线电感值和等效电阻值。

本发明采用滑模控制方法，大大提高系统的动态响应速度。本发明能够在任意低次谐波污染的电网环境下，同时保证平稳的电磁转矩和正弦的系统输出电流。这能避免由于实际电网电压畸变带来的DFIG风电系统机械磨损，同时使得DFIG风电系统满足并网准则规定的谐波注入标准，确保电能质量和电力系统的稳定性及安全。本发明采用基于重复滑模控制技术，在构造滑模面时加入了重复控制器，使得系统获得对任意次谐波分量的无静差控制能力。

本发明的有益技术效果在于：相比指定次谐波抑制的传统控制方法，采用本发明的重复滑模控制方法，可同时任意次谐波分量进行调节，使得系统适用于畸变情况难以预计的复杂的实际电网条件。采用重复滑模控制的DFIG风电系统，可消除由于电网电压任意次谐波带来的电机电磁转矩脉动和输出电流谐波畸变，具有较小的稳态误差和快速的动态响应特性，提升系统在实际电网中的运行性能。

采用本发明方法可在任意次谐波电网电压条件下增强DFIG发电系统的运行性能，能有效提高该类发电系统在实际电网下的输出电能质量和运行可靠性。本发明方法适用于除DFIG风电系统之外的其他采用高频开关自关断器件构成的各类形式PWM控制的三相或者单相逆变装置，柔性输电系统的电力电子逆变装置即以电力调速传动中的双馈电动/发电机变流装置的有效控制。

附图说明

图1为现有DFIG系统的指定次谐波控制方法的原理流程示意图。

图2为本发明DFIG系统控制方法的原理示意图。

图3为DFIG系统在指定5次及7次谐波控制方法下的运行波形图；(a)中电网电压含5％5次及5％7次畸变；(b)中电网电压含5％11次及5％13次畸变；(c)中电网电压含5％17次及5％19次畸变。

图4为DFIG系统在本发明方法控制下的运行波形图；(a)中电网电压含5％5次及5％7次畸变；(b)中电网电压含5％11次及5％13次畸变；(c)中电网电压含5％17次及5％19次畸变。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明DFIG系统控制方法进行详细说明。

本实施例中，所要控制的DFIG发电系统参数如表1所示：

表1

如图2所示，一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，包括如下步骤：

对于DFIG机侧变流器1控制：

A1.利用霍尔电压传感器3采集DFIG的三相定子电压U_sa～U_sc，利用霍尔电流传感器4采集DFIG的三相定子电流I_sa～I_sc和三相转子电流I_ra～I_rc；利用光电编码器5检测DFIG的转速ωr以及转子位置角θ_r。

首先，利用Clarke变换模块6分别对三相定子电压U_sa～U_sc和三相定子电流I_sa～I_sc进行Clarke变换，得到三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量U_sα和β轴分量U_sβ以及三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量I_sα和β轴分量I_sβ；Clarke变换的变换矩阵如下：

$T_{abc/\mathrm{\α}\mathrm{\β}}=\sqrt{\frac{3}{2}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]$

同理，利用Clarke变换模块6先对三相转子电流I_ra～I_rc进行Clarke变换得到三相转子电流在转子静止α-β坐标系中的分量，然后再利用Park反变换模块7对三相转子电流在转子静止α-β坐标系中的分量进行Park反变换，得到三相转子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量I_rα和β轴分量I_rβ；Park反变换的变换矩阵如下：

$T=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\θ}}_r& -{\mathrm{sin\θ}}_r\\ {\mathrm{sin\θ}}_r& {\mathrm{cos\θ}}_r\end{array}\right]$

然后，利用磁链计算模块8根据以下算式计算定子磁链在定子静止α-β坐标系中的分量：

其中：和分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，L_s和L_r分别为DFIG的定子电感和转子电感，L_m为DFIG的定转子互感。本实施方式中，L_s＝3.39969，L_r＝3.40769，L_m＝3.29772。

最后，利用功率转矩计算模块9根据以下算式计算出DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e：

P_s＝-1.5(U_sαI_sα+U_sβI_sβ)

Q_s＝-1.5(U_sβI_sα-U_sαI_sβ)

其中：p为DFIG的极对数，本实施方式中P＝2。

A2.利用两个减法器使给定的电磁转矩参考量T_eref和无功功率参考量Q_sref分别减去DFIG的电磁转矩T_e和输出无功功率Q_s，得到电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s；本实施方式中，T_eref＝1.0，Q_sref＝0。

利用两个重复控制器10根据下式分别对电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s进行调节，得到电磁转矩滑模值S_T和无功功率滑模值S_Q；

$S_T=(1+\frac{k_{ri}}{s}+\frac{k_{rr}{e}^{-sT}}{1-k_{rf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔT}}_e$

$S_Q=(1+\frac{k_{ri}}{s}+\frac{k_{rr}{e}^{-sT}}{1-k_{rf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔQ}}_s$

其中：s为拉普拉斯算子，k_ri为给定的积分系数，k_rr为给定的重复控制系数，k_rf为提高重复控制稳定性的给定系数，s为拉普拉斯算子，T＝0.01。

A3.利用开关控制量计算模块11,根据电磁转矩滑模值S_T和无功功率滑模值S_Q通过以下算式计算滑模控制中的开关控制量；

其中：k_T为给定的转矩滑模控制系数，k_Q为给定的无功滑模控制系数，sat为饱和函数，σ为DFIG的漏感系数且σ＝1-(L_sL_r/L_m ²)，L_s和L_r分别为DFIG的定子电感和转子电感，L_m为DFIG的定转子互感。

利用等效控制量计算模块12,根据DFIG系统参数通过以下算式计算滑模控制中的等效控制量：

其中：U_{rα_eq}和U_{rβ_eq}分别为等效控制量在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，ω＝2πf，f＝50Hz，ω_r为DFIG的转速。

将开关控制量和等效控制量相加，得到转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量U_rα～U_rβ；

U_rα＝ΔU_rα+U_{rα_eq}

U_rβ＝ΔU_rβ+U_{rβ_eq}

其中：U_rα和U_rβ分别为转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。

A4.利用Park变换模块13对转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量U_rα～U_rβ进行Park变换，得到转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量V_rα～V_rβ；Park变换的变换矩阵如下：

$T=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\θ}}_r& {\mathrm{sin\θ}}_r\\ -{\mathrm{sin\θ}}_r& {\mathrm{cos\θ}}_r\end{array}\right]$

进而根据转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量V_rα～V_rβ，利用SVPWM调制模块14通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号S_a～S_c以对DFIG机侧变流器1中的功率开关器件进行控制。

对于DFIG网侧变流器2控制：

B1.首先，利用霍尔电流传感器4采集DFIG网侧变流器的三相进线电流I_ga～I_gc，利用霍尔电压传感器3采集直流母线电压V_dc，

然后，利用Clarke变换模块6和Parke变换模块19对三相进线电流I_ga～I_gc进行Clarke变换和Parke变换，得到三相进线电流在同步速旋转dq坐标系中的d轴分量I_gd和q轴分量I_gq；Park变换的变换矩阵如下:

$T=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& sin\mathrm{\θ}\\ -sin\mathrm{\θ}& cos\mathrm{\θ}\end{array}\right]$

其中：θ为电网a相电压电角度。

B2.利用减法器使给定的直流母线电压参考量V_dcref减去直流母线电压V_dc，得到直流母线电压误差量ΔV_dc；然后，利用PI调节器15根据以下算式对直流母线电压误差量ΔV_dc进行PI调节，得到平均有功电流参考I_{p_ave}；

ΔV_dc＝V_dcref-V_dc

$I_{p\_ave}=(k_{vp}+\frac{k_{vi}}{s}){\mathrm{\ΔV}}_{dc}$

其中：k_vp和k_vi分别为给定的比例系数和积分系数。

B3.利用谐波电流提取模块16根据以下算式提取定子电流谐波在定子静止α-β坐标系中的分量；然后，利用Park变换模块19，变换得到定子谐波电流在同步速旋转dq坐标系中的d轴分量和q轴分量：

$I_{s\mathrm{\α}n}=(1-\frac{s^2+{\mathrm{\ω}}^2}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}^2})\·I_{s\mathrm{\α}}$

$I_{s\mathrm{\β}n}=(1-\frac{s^2+{\mathrm{\ω}}^2}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}^2})\·I_{s\mathrm{\β}}$

$\left[\begin{array}{c}{I}_{sdn}\\ I_{sqn}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& sin\mathrm{\θ}\\ -sin\mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{s\mathrm{\α}n}\\ I_{s\mathrm{\β}n}\end{array}\right]$

其中：I_sαn和I_sβn分别为定子谐波电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，ω＝2πf，ω_c为带宽角频率，ω_c＝15π，s为拉普拉斯算子；I_sdn和I_sqn分别为定子谐波电流在同步速旋转dq坐标系中的d轴分量和q轴分量。

最后，通过两个减法器将网侧变流器的平均有功电流参考值和平均无功电流参考值分别减去定子谐波电流的d轴分量和q轴分量，得到网侧变流器的d轴电流参考值I_gdref和q轴电流参考值I_gqref：

I_gdref＝I_{p_ave}-I_sdn

I_gqref＝I_{q_ave}-I_sqn

其中：I_{p_ave}和I_{q_ave}分别网侧变流器的平均有功电流参考值和平均无功电流参考值。

B4.利用两个减法器使网侧变流器的d轴电流参考值I_gdref和q轴电流参考值I_gqref分别减去网侧变流器的d轴电流I_gd和q轴电流I_gq，得到d轴电流误差量ΔI_gd和q轴电流误差量ΔI_gq；

ΔI_gd＝I_gdref-I_gd

ΔI_gq＝I_gqref-I_gq

其中：ΔI_gd和ΔI_gq分别为网侧变流器d轴电流误差量和q轴电流误差量。

然后，利用两个重复控制器10根据以下算式分别对d轴电流误差量ΔI_gd和q轴电流误差量ΔI_gq进行重复调节，得到d轴电流滑模值S_d和q轴电流滑模值S_q；

$S_d=(1+\frac{k_{gi}}{s}+\frac{k_{gr}{e}^{-sT}}{1-k_{gf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔI}}_{gd}$

$S_q=(1+\frac{k_{gi}}{s}+\frac{k_{gr}{e}^{-sT}}{1-k_{gf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔI}}_{gq}$

其中：k_gi为给定的积分系数，k_gr为给定的重复控制系数，k_gf为提高重复控制稳定性的给定系数，s为拉普拉斯算子，T＝0.01

然后，利用开关控制量计算模块17,根据d轴电流滑模值S_d和q轴电流滑模值S_q通过以下算式计算滑模控制的开关控制量：

ΔV_gd＝k_dsat(S_d)+k_giΔI_gd

ΔV_gq＝k_qsat(S_q)+k_giΔI_gq

其中：ΔV_gd和ΔV_gq分别为开关控制量在同步速旋转d-q坐标系中的d轴和q轴分量，sat()为饱和函数，k_d和k_q分别为给定的d轴和q轴的滑模控制系数。

最后，根据以下算式计算滑模控制中的等效控制量：

V_{gd_eq}＝U_sd-R_gI_gd+ωL_gI_gq

V_{gq_eq}＝U_sq-R_gI_gq-ωL_gI_gd

其中：V_{gd_eq}和V_{gq_eq}分别为等效控制量在同步速旋转d-q坐标系中的d轴和q轴分量；L_g和R_g分别为网侧变流器进线电感值和等效电阻值。

B5.通过两个加法器使开关控制量的d轴分量和q轴分量分别与等效控制量的d轴分量和q轴分量相加，得到交流侧电压指令在同步速旋转dq坐标中的d轴分量和q轴分量；然后通过Park反变换模块20，将交流侧电压指令在同步速旋转dq坐标中的d轴分量和q轴分量变换到定子静止α-β坐标系中：

V_gd＝V_{gd_eq}+ΔV_gd

V_gq＝V_{gq_eq}+ΔV_gq

$\left[\begin{array}{c}{V}_{g\mathrm{\α}}\\ V_{g\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& -sin\mathrm{\θ}\\ sin\mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right].\left[\begin{array}{c}{V}_{gd}\\ V_{gq}\end{array}\right]$

其中：V_gd和V_gq分别为交流侧电压指令在同步速旋转dq坐标中的d轴分量和q轴分量；V_gα和V_gβ分别为交流侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。

进而利用SVPWM调制模块18根据网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号H_a～H_c以对DFIG网侧变流器2中的功率开关器件进行开关控制。

以下我们对分别采用传统指定次谐波控制方法以及本实施方式的DFIG系统进行仿真，具体仿真结果如下：

图3为DFIG系统在指定5次及7次谐波控制下的系统运行波形图，(a)中电网电压含5％5次及5％7次畸变；(b)中电网电压含5％11次及5％13次畸变；(c)中电网电压含5％17次及5％19次畸变。从仿真结果可见，当电网电压受5次和7次谐波污染，DFIG系统输出三相电流中的谐波分量和电磁转矩脉动均得到消除。然而当电网含有其他次(11次、17次、17次及19次)谐波污染时，系统由于不具备其他次谐波控制能力，而使得输出电流发生严重畸变，同时电机电磁转矩脉动明显，在不满足行业规定的谐波注入标准的同时，也使得系统轴承遭受一定的机械磨损。

图4为DFIG系统在本实施方式控制下的系统运行波形图，(a)中电网电压含5％5次及5％7次畸变；(b)中电网电压含5％11次及5％13次畸变；(c)中电网电压含5％17次及5％19次畸变。从仿真结果可见，无论电网电压受任何次谐波污染，DFIG系统输出三相电流中的谐波分量均得以有效抑制，输出电流正弦。同时DFIG的电磁转矩脉动均得到消除，其电磁转矩保持平稳，避免了系统的机械磨损。

采用本实施方式之后，由于消除了复杂的负序及各次谐波分量的提取以及电流参考值计算步骤，因此降低了控制系统软件复杂程度，节省了计算时间节省和软件空间。由于采用滑模控制器，使得系统的动态性能也有了一定的提升。更重要的是，采用重复形式的滑模面，系统对任意谐波均具有控制能力，使得系统输出电流和电磁转矩在任意谐波污染条件下均能分别正弦无谐波和平稳无脉动。

Claims (10)

1.一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，包括如下步骤：

对于DFIG机侧变流器控制：

A1.采集DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流、转速以及转子位置角，根据转子位置角通过坐标变换确定DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流以及定子磁链在定子静止α-β坐标系中的分量，进而计算出DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e；

A2.使给定的电磁转矩参考量T_eref和无功功率参考量Q_sref分别减去DFIG的电磁转矩T_e和输出无功功率Q_s，得到电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s；分别对电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s通过重复控制器调节，得到电磁转矩重复滑模值S_T和无功功率重复滑模值S_Q；

A3.根据所述的电磁转矩滑模值S_T和无功功率滑模值S_Q计算得到滑模控制中的开关控制量，根据DFIG参数计算得到滑模控制中的等效控制量，将开关控制量和等效控制量相加得到转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量；

A4.对转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量进行Park变换，得到转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量；进而根据转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG机侧变流器进行控制；

对于DFIG网侧变流器控制：

B1.采集DFIG网侧变流器的三相进线电流和直流母线电压V_dc，通过坐标变换确定三相进线电流在同步速旋转dq坐标系中的d轴分量和q轴分量；通过坐标变换确定三相定子电压在同步速旋转dq坐标系中的d轴分量和q轴分量；

B2.使给定的直流母线电压参考量V_dcref减去直流母线电压V_dc，得到直流母线电压误差量ΔV_dc；对直流母线电压误差量ΔV_dc进行PI调节，得到网侧变流器的平均有功电流参考I_{p_ave}；

B3.在定子静止α-β坐标系中提取定子谐波电流，并通过坐标变换得到同步速旋转dq坐标系中定子谐波电流的d轴分量和q轴分量；在同步速旋转dq坐标系中将网侧变流器的平均有功电流参考及平均无功电流参考分别与定子谐波电流的dq轴分量相减，得到网侧变流器的d轴电流参考值I_gdref和q轴电流参考值I_gqref；

B4.使d轴电流参考值I_gdref和q轴电流参考值I_gqref分别减去网侧变流器d轴电流I_gd和q轴电流I_gq，得到d轴电流误差量ΔI_gd和q轴电流误差量ΔI_gq；分别将d轴电流误差量ΔI_gd和q轴电流误差量ΔI_gq通过重复控制器调节，得到d轴电流滑模值S_d和q轴电流滑模值S_q；根据所述的d轴电流滑模值S_d和q轴电流滑模值S_q计算得到滑模控制中的开关控制量；根据网侧变流器参数计算得到滑模控制中的等效控制量；

B5.使开关控制量和等效控制量相加得到网侧电压指令在同步速旋转dq坐标系中的分量；通过坐标变换将网侧电压指令在同步速旋转dq坐标系中的分量变换到网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中；进而根据网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG网侧变流器进行控制。

2.根据权利要求1一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤A1中，定子磁链在定子静止α-β坐标系中的分量计算方式如下：

其中：和分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_rα和I_rβ分别为三相转子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，L_s为DFIG的定子电感，L_m为DFIG的定转子互感；

DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e计算方式如下：

P_s＝-1.5(U_sαI_sα+U_sβI_sβ)

Q_s＝-1.5(U_sβI_sα-U_sαI_sβ)

其中：p为DFIG的极对数，和分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。

3.根据权利要求1所述的一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤A2中，根据以下算式将电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s通过重复控制器调节：

$S_T=(1+\frac{k_{ri}}{s}+\frac{k_{rr}{e}^{-sT}}{1-k_{rf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔT}}_e$

$S_Q=(1+\frac{k_{ri}}{s}+\frac{k_{rr}{e}^{-sT}}{1-k_{rf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔQ}}_s$

其中：ΔT_e＝T_eref－T_e，ΔQ_s＝Q_sref－Q_s，s为拉普拉斯算子，k_ri为给定的积分系数，k_rr为给定的重复控制系数，k_rf为提高重复控制稳定性的给定系数，s为拉普拉斯算子，T＝0.01。

4.根据权利要求1所述的一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤A3中，根据电磁转矩滑模值S_T和无功功率滑模值S_Q通过以下算式计算滑模控制中的开关控制量：

其中：k_T为给定的转矩滑模控制系数，k_Q为给定的无功滑模控制系数，sat()为饱和函数，σ为DFIG的漏感系数且σ＝1-(L_sL_r/L_m ²)，L_s和L_r分别为DFIG的定子电感和转子电感，L_m为DFIG的定转子互感。

5.根据权利要求1所述的一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤A3中，根据DFIG系统参数通过以下算式计算滑模控制中的等效控制量：

其中：U_{rα_eq}和U_{rβ_eq}分别为等效控制量在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，ω＝2πf，f＝50Hz，ω_r为DFIG的转速。

6.根据权利要求1所述的一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤B3中，根据以下算式在定子静止α-β坐标系中提取定子电流谐波分量：

$I_{s\mathrm{\α}n}=(1-\frac{s^2+{\mathrm{\ω}}^2}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}^2})\·I_{s\mathrm{\α}}$

$I_{s\mathrm{\β}n}=(1-\frac{s^2+{\mathrm{\ω}}^2}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}^2})\·I_{s\mathrm{\β}}$

其中：I_sαn和I_sβn分别为定子谐波电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，ω为电网电压角频率，ω＝2πf，f为电网电压频率，f＝50Hz，ω_c为带宽角频率，ω_c＝15π，s为拉普拉斯算子。

7.根据权利要求1所述的一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤B3中，根据以下算式计算网侧变流器的有功电流参考值I_gdref和无功电流参考值I_gqref：

I_gdref＝I_{p_ave}-I_sdn

I_gqref＝I_{q_ave}-I_sqn

其中：I_{p_ave}和I_{q_ave}分别为网侧变流器的平均有功电流参考和平均无功电流参考，I_sdn和I_sqn分别为定子电流谐波在同步速旋转dq坐标系中的d轴分量和q轴分量。

8.根据权利要求1所述的一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤B4中，根据以下算式将d轴电流误差量ΔI_gd和q轴电流误差量ΔI_gq通过重复控制器进行调节：

$S_d=(1+\frac{k_{gi}}{s}+\frac{k_{gr}{e}^{-sT}}{1-k_{gf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔI}}_{gd}$

$S_q=(1+\frac{k_{gi}}{s}+\frac{k_{gr}{e}^{-sT}}{1-k_{gf}{e}^{-sT}}){\mathrm{\ΔI}}_{gq}$

其中：ΔI_gd和ΔI_gq分别为网侧变流器d轴电流误差量和q轴电流误差量，ΔI_gd＝I_gdref－I_gd，ΔI_gq＝I_gqref－I_gq，k_gi为给定的积分系数，k_gr为给定的重复控制系数，k_gf为提高重复控制稳定性的给定系数，s为拉普拉斯算子，T＝0.01。

9.根据权利要求1所述的一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤B5中，根据d轴电流滑模值S_d和q轴电流滑模值S_q通过以下算式计算滑模控制的开关控制量：

ΔV_gd＝k_dsat(S_d)+k_giΔI_gd

ΔV_gq＝k_qsat(S_q)+k_giΔI_gq

其中：ΔV_gd和ΔV_gq分别为开关控制量在同步速旋转d-q坐标系中的d轴和q轴分量，sat()为饱和函数，k_d和k_q分别为给定的d轴滑模控制系数和q轴滑模控制系数。

10.根据权利要求1所述的一种基于重复滑模的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤B5中，根据以下算式计算滑模控制中的等效控制量：

V_{gd_eq}＝U_sd-R_gI_gd+ωL_gI_gq

V_{gq_eq}＝U_sq-R_gI_gq-ωL_gI_gd

其中：V_{gd_eq}和V_{gq_eq}分别为等效控制量在同步速旋转d-q坐标系中的d轴和q轴分量；L_g和R_g分别为网侧变流器进线电感值和等效电阻值。