CN103117699B - 一种基于双矢量谐振调节双馈异步风力发电机的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于双矢量谐振调节双馈异步风力发电机的控制方法，其采用双矢量谐振调节技术，其中角频率为二倍基频的矢量谐振调节可抑制由电网电压中负序分量所带来的不利影响，角频率为六倍基频的矢量谐振调节可抑制由电网电压中5次谐波及7次谐波分量所带来的不利影响；所有的闭环调节过程中均无需进行电网电压，定子电流或者转子电流的负序及谐波分量提取。本发明无需进行复杂的正负序及谐波分量提取，也无需进行复杂的转子电流参考值计算，能够大大减少控制延时，增强系统的快速性及稳定性。

Description

一种基于双矢量谐振调节双馈异步风力发电机的控制方法

技术领域

本发明属于风力发电控制技术领域，具体涉及一种基于双矢量谐振调节双馈异步风力发电机的控制方法。

背景技术

风能作为一种清洁的可再生能源，近年来受到世界各国的高度重视。风能蕴藏量巨大，随着风能的开发利用，全球的风力发电连续多年来保持快速、持续的增长。双馈异步风力发电机由于其本身的恒速变频运行能力，所需变流器容量仅占机组容量30％左右以及四象限运行能力等优点而得到广泛应用。然而，运行于不平衡及谐波畸变等恶劣电网电压条件下的DFIG(双馈异步风力发电机)机组将表现出定子电流畸变及不平衡，输出有功、无功功率震荡以及电磁转矩震荡等若干运行性能恶化。所述的性能指标恶化将对大规模风力并网发电的稳定可靠运行造成极大危害，甚至进而威胁到电网本身的可靠稳定运行。此外，电磁转矩震荡将对DFIG风力机，齿轮箱等机械部件造成损伤故障，从而增加维护维修等发电成本。因此，探讨运行于不平衡及谐波畸变等恶劣电网电压条件下的DFIG电机转子侧变流器的控制技术，以期消除由此所引入的不良影响是具有十分积极意义的。仅考虑电网电压不平衡情况或者仅考虑电网电压谐波畸变的情况的DFIG电机转子侧变流器控制技术均已日臻成熟。而国内外已经兴起了在考虑电网电压不平衡及谐波畸变同时出现的条件下对电机转子侧变流器控制技术的研究。

在弱电网电压条件下，Hailiang Xu，Jiabing Hu和Yikang He在标题为Integrated Modeling and Enhanced Control of DFIG Under Unbalanced andDistorted Grid Voltage Conditions(IEEE Trans.Energy Conversion.，vol.27，no.3，pp.725-736，Sep.2012)的文献中提出了一种基于负序及谐波分量提取的矢量定向控制方法，该方法的核心思想是电网电压，定子电流及转子电流中的负序，5次谐波及7次谐波分量分别提取，并将此提取结果作为计算不同控制目标下的转子电流参考值的依据。更值得注意的是，负序及5次，7次谐波提取过程需要使用陷波器，而不同控制目标下的转子电流参考值计算也相当复杂，这两个步骤将耗费大量计算时间及软件代码空间，上述方法的实现原理如图1所示。DFIG的转子侧变流器采用比例积分双谐振调节器分别对转子电流基频分量，负序分量及5、7次谐波分量作独立控制；但为实现对上述各个分量的独立调节，必须首先根据不同控制目标获得转子电流参考值，其处理过程是：利用三个电压霍尔传感器(5)采集三相定子电压信号U_sabc，利用三个电流霍尔传感器(4)采集三相转子电流信号I_rabc；采集得到的三相定子电压信号U_sabc和三相转子电流信号I_rabc分别经过静止三相/二相坐标变换模块(10、6)，得到包含正序、负序、5次、7次谐波分量的定子电压综合矢量U_sαβ和转子电流综合矢量I_rαβ；将上述定子电压综合矢量U_sαβ和转子电流综合矢量I_rαβ分别通过正转同步速旋转坐标变换模块(11)与正转转子速旋转坐标变换模块(13)，得到在弱电网电压条件下的正转同步速旋转坐标系中含有直流量，两倍频2ω₁与六倍频6ω₁交流之和的定子电压综合矢量和转子电流综合矢量然后采用2ω₁频率陷波器与6ω₁频率陷波器(12、14)来滤除和中2ω₁与6ω₁的交流成分，从而获得定子电压与转子电流中的正序分量和(直流量)；类似地，将定子电压综合矢量U_sαβ和转子电流综合矢量I_rαβ分别通过反转同步速旋转坐标变换模块(11)与反转转子速旋转坐标变换模块(13)，得到在弱电网电压条件下的反转同步速旋转坐标系中含有直流量，两倍频2ω₁，四倍频4ω₁，八倍频8ω₁交流之和的定子电压综合矢量和转子电流综合矢量然后采用2ω₁频率陷波器，4ω₁频率陷波器与8ω₁频率陷波器(12、14)来滤除和中2ω₁，4ω₁与8ω₁的交流成分，从而获得定子电压与转子电流中的负序分量和(直流量)；类似地，将定子电压综合矢量U_sαβ和转子电流综合矢量I_rαβ分别通过五倍反转同步速旋转坐标变换模块(11)与五倍反转转子速旋转坐标变换模块(13)，得到在弱电网电压条件下的五倍反转同步速旋转坐标系中含有直流量，四倍频4ω₁，六倍频6ω₁，十二倍频12ω₁交流之和的定子电压综合矢量和转子电流综合矢量然后采用4ω₁频率陷波器，6ω₁频率陷波器与12ω₁频率陷波器(12、14)来滤除和中4ω₁，6ω₁与12ω₁的交流成分，从而获得定子电压与转子电流中的5次谐波分量和(直流量)；类似地，将定子电压综合矢量U_sαβ和转子电流综合矢量I_rαβ分别通过七倍正转同步速旋转坐标变换模块(11)与七倍正转转子速旋转坐标变换模块(13)，得到在弱电网电压条件下的七倍正转同步速旋转坐标系中含有直流量，六倍频6ω₁，八倍频8ω₁，十二倍频12ω₁交流之和的定子电压综合矢量和转子电流综合矢量然后采用6ω₁频率陷波器，8ω₁频率陷波器与12ω₁频率陷波器(12、14)来滤除和中6ω₁，8ω₁与12ω₁的交流成分，从而获得定子电压与转子电流中的7次谐波分量和(直流量)；在提取电网电压和转子电流正序，负序，5次及7次谐波分量的基础上，根据弱电网电压条件下的不同控制目标由转子电流指令计算模块计算获得转子电流指令的正序，负序，5次及7次谐波分量将上述转子电流指令中的分量分别通过二倍正向同步速，六倍正向同步速，六倍反向同步速旋转坐标变换模块(16、17、18)得到在正向同步速旋转坐标系中的(2ω₁交流量)，(6ω₁交流量)与(6ω₁交流量)，并和做加和运算之后得到正向同步速旋转坐标系中的转子电流参考值(包含直流量，2ω₁交流量，6ω₁交流量)。将转子电流参考值与正转同步速旋转坐标系中的转子电流综合矢量反馈信号相比较获得误差信号，然后采用比例积分双谐振调节器(19)对误差信号做比例积分双谐振调节，调节得到信号经反馈补偿解耦模块补偿解耦(20)得到正转同步速旋转坐标系中的转子电压参考值通过旋转坐标变换模块(21)转换得到定子坐标系中的转子电压参考值，也即是空间矢量脉宽调制(SVPWM)模块的参考信号经过SVPWM调制(2)获得转子侧变换器(1)的开关信号以控制DFIG运行，实现在弱电网电压下DFIG在正向同步速旋转坐标系下的转子电流比例积分双谐振控制，达到所要求的控制目标。此外，该方法采用软件锁相环(PLL)对电网电压的频率和相位进行检测，转子速度和位置采用编码器测定，为定、转子电压电流采集信号实现各个坐标旋转变换提供依据。

由上述分析过程可见，弱电网电压条件下的DFIG传统控制方法的实现过程中需要将定子电压和转子电流中的正序，负序，5次及7次谐波分量进行提取，提取过程中需要用到大量的坐标旋转变换模块将转子电流变换至欲求分量相应的谐振坐标系，并采用2ω₁、4ω₁、6ω₁、8ω₁、12ω₁频率陷波器滤除其余分量。在得到上述正负序及谐波分量信号之后，需要计算各个分量旋转坐标系中的转子电流参考值(直流量)，并将这些参考值旋转至正向同步速旋转坐标系下。以上所述的正负序及谐波分量提取由于引入大量坐标旋转变换及陷波器，从而造成较大的控制延时，易造成系统不稳定运行，并且降低系统响应的快速性。此外，转子电流参考值计算过程复杂，且计算结果需坐标旋转至正向同步速旋转坐标系下，同样也对系统运行的快速性和稳定性造成不利影响。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种基于双矢量谐振调节双馈异步风力发电机的控制方法，计算简单，能够大大减少控制延时，增强系统的快速性及稳定性。

一种基于双矢量谐振调节双馈异步风力发电机的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流、转速以及转子位置角，并根据这些信号计算出定子的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s以及DFIG的电磁转矩T_e；

(2)使给定的参考有功功率P_c和参考无功功率Q_c分别减去输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s得到有功功率误差ΔP和无功功率误差ΔQ，分别对有功功率误差ΔP和无功功率误差ΔQ进行PI调节得到有功轴输出电压U_d1和无功轴输出电压U_q1；

(3)根据三相定子电流、输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s和电磁转矩T_e，计算出定子d轴电流误差ΔI_sd、定子q轴电流误差ΔI_sq、定子有功功率误差ΔP_s、定子无功功率误差ΔQ_s和电磁转矩误差ΔT_e；

(4)根据不同的三种控制目标，使定子d轴电流误差ΔI_sd和定子q轴电流误差ΔI_sq、定子有功功率误差ΔP_s和定子无功功率误差ΔQ_s或电磁转矩误差ΔT_e和定子无功功率误差ΔQ_s分别作为有功输入信号和无功输入信号，对所述的有功输入信号和无功输入信号分别进行矢量谐振调节得到有功轴输出电压U_d2和无功轴输出电压U_q2；

(5)使有功轴输出电压U_d1和无功轴输出电压U_q1分别与有功轴输出电压U_d2和无功轴输出电压U_q2相加得到有功轴输出电压U_d3和无功轴输出电压U_q3；对有功轴输出电压U_d3和无功轴输出电压U_q3进行反馈补偿解耦，得到转子有功轴电压指令U_rd和转子无功轴电压指令U_rq；

(6)对转子有功轴电压指令U_rd和转子无功轴电压指令U_rq进行Park反变换得到转子α轴电压指令U_rα和转子β轴电压指令U_rβ；根据所述的转子α轴电压指令U_rα和转子β轴电压指令U_rβ通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG的转子侧变流器进行控制。

所述的步骤(1)中，计算定子的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s以及DFIG的电磁转矩T_e的过程如下：首先，分别对三相定子电压和三相定子电流进行Clarke变换得到三相定子电压的α轴分量U_sα和β轴分量U_sβ以及三相定子电流的α轴分量I_sα和β轴分量I_sβ；然后，分别对三相定子电流和三相转子电流进行dq变换得到三相定子电流的d轴分量I_sd和q轴分量I_sq以及三相转子电流的d轴分量I_rd和q轴分量I_rq；最后，根据以下算式计算出定子的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s以及DFIG的电磁转矩T_e：

P_s＝U_sαI_sα+U_sβI_sβ   Q_s＝U_sβI_sα-U_sαI_sβ

T_e＝n_pL_m(I_sqI_rd-I_sdI_rq)

其中：n_p为DFIG的极对数，L_m为DFIG的定转子互感。

所述的步骤(3)中，计算定子d轴电流误差ΔI_sd、定子q轴电流误差ΔI_sq、定子有功功率误差ΔP_s、定子无功功率误差ΔQ_s和电磁转矩误差ΔT_e的过程如下：首先，对三相定子电流进行dq变换得到三相定子电流的d轴分量I_sd和q轴分量I_sq；然后，使参考值0分别减去d轴分量I_sd、q轴分量I_sq、输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s和电磁转矩T_e，得到定子d轴电流误差ΔI_sd、定子q轴电流误差ΔI_sq、定子有功功率误差ΔP_s、定子无功功率误差ΔQ_s和电磁转矩误差ΔT_e。

所述的步骤(4)中，当控制目标为定子电流三相对称且正弦，则使定子d轴电流误差ΔI_sd和定子q轴电流误差ΔI_sq分别作为有功输入信号和无功输入信号；当控制目标为定子输出有功功率及输出无功功率平稳，则使定子有功功率误差ΔP_s和定子无功功率误差ΔQ_s分别作为有功输入信号和无功输入信号；当控制目标为电机电磁转矩平稳及定子输出无功功率平稳，则使电磁转矩误差ΔT_e和定子无功功率误差ΔQ_s分别作为有功输入信号和无功输入信号。

所述的步骤(4)中，根据以下算式对有功输入信号和无功输入信号分别进行矢量谐振调节：

$\begin{array}{c}{U}_{d2}=-C_{\mathrm{VPI}}\left(s\right){\mathrm{cp}}_d\\ U_{q2}=C_{\mathrm{VPI}}\left(s\right){\mathrm{cp}}_q\end{array},C_{\mathrm{VPI}}\left(s\right)=\frac{K_{\mathrm{pr}2}{s}^2+K_{\mathrm{ir}2}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{c2}s+{\left(2{\mathrm{\ω}}_1\right)}^2}+\frac{K_{\mathrm{pr}6}{s}^2+K_{\mathrm{ir}6}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{c6}s+{\left(6{\mathrm{\ω}}_1\right)}^2}$

其中：cp_d和cp_q分别为有功输入信号和无功输入信号，K_pr2和K_ir2均为给定的二倍频分量的谐振系数，K_pr6和K_ir6均为给定的六倍频分量的谐振系数，ω_c2和ω_c6分别为给定的二倍频分量和六倍频分量的带宽系数，ω₁为三相电网电压正序分量的角频率，s为拉普拉斯算子。

所述的步骤(5)中，根据以下算式对有功轴输出电压U_d3和无功轴输出电压U_q3进行反馈补偿解耦：

$U_{\mathrm{rd}}=U_{d3}-{\mathrm{\ω}}_s(\frac{Q_s}{k_{\mathrm{\σ}}{U}_{\mathrm{sd}}}-\frac{L_r{U}_{\mathrm{sd}}}{L_m{\mathrm{\ω}}_1})$

$U_{\mathrm{rq}}=U_{q3}-{\mathrm{\ω}}_s\frac{P_s}{k_{\mathrm{\σ}}{U}_{\mathrm{sd}}}$

其中：ω_s＝ω₁-ω_r，ω₁为三相电网电压正序分量的角频率，ω_r为DFIG的转速，U_sd为三相定子电压的d轴分量，L_m为DFIG的定转子互感，k_σ为给定的漏磁系数，L_r为DFIG的转子电感。

所述的步骤(6)中，根据以下算式对转子有功轴电压指令U_rd和转子无功轴电压指令U_rq进行Park反变换：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{r\α}}\\ U_{\mathrm{r\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)\\ \sin ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)& \cos ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{rd}}\\ U_{\mathrm{rq}}\end{array}\right]$

其中：θ₁为三相电网电压正序分量的相位，θ_r为DFIG的转子位置角。

本发明无需进行复杂的正负序及谐波分量提取，也无需进行复杂的转子电流参考值计算，能够大大减少控制延时，增强系统的快速性及稳定性。此外，本发明能够根据不同需求而确保定子电流正弦且对称，或者平稳的定子输出有功、无功功率，或者平稳的电磁转矩及定子输出无功功率，从而有效提高DFIG风电系统在弱电网电压条件下的运行控制性能，确保电能质量和电力系统的稳定性及安全。本发明采用双矢量谐振调节技术，其中角频率为二倍基频的矢量谐振调节可抑制由电网电压中负序分量所带来的不利影响，角频率为六倍基频的矢量谐振调节可抑制由电网电压中5次谐波及7次谐波分量所带来的不利影响。所有的闭环调节过程中均无需进行电网电压，定子电流或者转子电流的负序及谐波分量提取。

本发明的有益技术效果在于：相比传统控制方法大为简化，由于采用直接功率控制而能够直接对定子输出有功、无功功率进行控制，且消除了复杂的正负序及谐波分量提取以及转子电流参考值计算步骤，故而不会引入分解延时，双矢量谐振调节可分别消除定子电流，定子输出有功、无功功率及电磁转矩中由于电网电压不平衡及谐波所引入的负面影响，从而达到稳定的输出，较小的稳态误差以及较好的动态响应特性，进而达到预期控制效果。

采用本发明方法可在弱电网电压条件下实现DFIG发电系统的增强控制目标，有效提高该类发电系统电网故障下的不间断运行能力。本发明方法适用于除DFIG风电系统之外的其他采用高频开关自关断器件构成的各类形式PWM控制的三相或者单相逆变装置，柔性输电系统的电力电子逆变装置即以电力调速传动中的双馈电动/发电机变流装置的有效控制。

附图说明

图1为现有DFIG控制方法的原理流程示意图。

图2为本发明DFIG控制方法的原理流程示意图。

图3为采用本发明控制方法下DFIG的仿真波形图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明DFIG控制方法进行详细说明。

如图2所示，一种基于双矢量谐振调节双馈异步风力发电机的控制方法，包括如下步骤：

(1)利用霍尔电压传感器5采集DFIG的三相定子电压U_sa～U_sc，利用霍尔电流传感器4采集DFIG的三相定子电流I_sa～I_sc、三相转子电流I_ra～I_rc；利用编码器7检测DFIG的转速ω_r以及转子位置角θ_r；利用增强型锁相环9检测三相电网电压中正序分量的角频率ω₁和相位θ₁；

首先，利用Clarke变换模块10分别对三相定子电压U_sa～U_sc和三相定子电流I_sa～I_sc进行Clarke变换得到三相定子电压的α轴分量U_sα和β轴分量U_sβ以及三相定子电流的α轴分量I_sα和β轴分量I_sβ；

然后，利用dq变换模块6对三相转子电流I_ra～I_rc进行dq变换得到三相转子电流的d轴分量I_rd和q轴分量I_rq；利用Park变换模块22三相定子电流的α轴分量I_sα和β轴分量I_sβ进行Park变换得到三相定子电流的d轴分量I_sd和q轴分量I_sq；

最后，利用功率转矩计算模块23根据以下算式计算出定子的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s以及DFIG的电磁转矩T_e：

P_s＝U_sαI_sα+U_sβI_sβ   Q_s＝U_sβI_sα-U_sαI_sβ

T_e＝n_pL_m(I_sqI_rd-I_sdI_rq)

其中：n_p为DFIG的极对数，L_m为DFIG的定转子互感；本实施方式中，n_p＝3，L_m＝0.09H。

(2)利用减法器使给定的参考有功功率P_c和参考无功功率Q_c分别减去输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s得到有功功率误差ΔP和无功功率误差ΔQ；本实施方式中，P_c＝-1，Q_c＝0。

利用PI调节器26根据以下传递函数分别对有功功率误差ΔP和无功功率误差ΔQ进行PI调节得到有功轴输出电压U_d1和无功轴输出电压U_q1；

$\begin{array}{c}{U}_{d1}=-C_{\mathrm{PI}}\left(s\right)\mathrm{\ΔP}\\ U_{q1}=C_{\mathrm{PI}}\left(s\right)\mathrm{\ΔQ}\end{array},C_{\mathrm{PI}}\left(s\right)=K_p+\frac{K_i}{s}$

其中：K_p和K_i分别为比例系数和积分系数，本实施方式中，K_p＝1.5，K_i＝0.5。

(3)利用减法器使参考值0分别减去d轴分量I_sd、q轴分量I_sq、输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s和电磁转矩T_e，得到定子d轴电流误差ΔI_sd、定子q轴电流误差ΔI_sq、定子有功功率误差ΔP_s、定子无功功率误差ΔQ_s和电磁转矩误差ΔT_e。

(4)根据不同的三种控制目标，利用选择器24使定子d轴电流误差ΔI_sd和定子q轴电流误差ΔI_sq、定子有功功率误差ΔP_s和定子无功功率误差ΔQ_s或电磁转矩误差ΔT_e和定子无功功率误差ΔQ_s分别作为有功输入信号和无功输入信号；

当控制目标为定子电流三相对称且正弦，则使定子d轴电流误差ΔI_sd和定子q轴电流误差ΔI_sq分别作为有功输入信号和无功输入信号；当控制目标为定子输出有功功率及输出无功功率平稳，则使定子有功功率误差ΔP_s和定子无功功率误差ΔQ_s分别作为有功输入信号和无功输入信号；当控制目标为电机电磁转矩平稳及定子输出无功功率平稳，则使电磁转矩误差ΔT_e和定子无功功率误差ΔQ_s分别作为有功输入信号cp_d和无功输入信号cp_q。

利用双矢量谐振调节器25根据以下算式对有功输入信号cp_d和无功输入信号cp_q分别进行矢量谐振调节得到有功轴输出电压U_d2和无功轴输出电压U_q2；

$\begin{array}{c}{U}_{d2}=-C_{\mathrm{VPI}}\left(s\right){\mathrm{cp}}_d\\ U_{q2}=C_{\mathrm{VPI}}\left(s\right){\mathrm{cp}}_q\end{array},C_{\mathrm{VPI}}\left(s\right)=\frac{K_{\mathrm{pr}2}{s}^2+K_{\mathrm{ir}2}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{c2}s+{\left(2{\mathrm{\ω}}_1\right)}^2}+\frac{K_{\mathrm{pr}6}{s}^2+K_{\mathrm{ir}6}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{c6}s+{\left(6{\mathrm{\ω}}_1\right)}^2}$

其中：K_pr2和K_ir2均为给定的二倍频分量的谐振系数，K_pr6和K_ir6均为给定的六倍频分量的谐振系数，ω_c2和ω_c6分别为给定的二倍频分量和六倍频分量的带宽系数；本实施方式中，K_pr2＝K_pr6＝1，K_ir2＝K_ir6＝157，ω_c2＝ω_c6＝10rad/s，ω₁＝100πrad/s。

(5)利用加法器使有功轴输出电压U_d1和无功轴输出电压U_q1分别与有功轴输出电压U_d2和无功轴输出电压U_q2相加得到有功轴输出电压U_d3和无功轴输出电压U_q3；

利用反馈补偿解耦模块27根据以下算式对有功轴输出电压U_d3和无功轴输出电压U_q3进行反馈补偿解耦，得到转子有功轴电压指令U_rd和转子无功轴电压指令U_rq；

$U_{\mathrm{rd}}=U_{d3}-{\mathrm{\ω}}_s(\frac{Q_s}{k_{\mathrm{\σ}}{U}_{\mathrm{sd}}}-\frac{L_r{U}_{\mathrm{sd}}}{L_m{\mathrm{\ω}}_1})$

$U_{\mathrm{rq}}=U_{q3}-{\mathrm{\ω}}_s\frac{P_s}{k_{\mathrm{\σ}}{U}_{\mathrm{sd}}}$

其中：ω_s＝ω₁-ω_r，U_sd为三相定子电压的d轴分量，k_σ为给定的漏磁系数，L_r为DFIG的转子电感；本实施方式中，k_σ＝0.06，L_r＝0.093H。

(6)利用Park反变换模块21根据以下算式对转子有功轴电压指令U_rd和转子无功轴电压指令U_rq进行Park反变换得到转子α轴电压指令U_rα和转子β轴电压指令U_rβ；

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{r\α}}\\ U_{\mathrm{r\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)\\ \sin ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)& \cos ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{rd}}\\ U_{\mathrm{rq}}\end{array}\right]$

其中：θ₁为三相电网电压的相位，θ_r为DFIG的转子位置角。

利用SVPWM调制模块2根据转子α轴电压指令U_rα和转子β轴电压指令U_rβ通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号S_a～S_c以对DFIG的转子侧变流器1进行控制。

如图3所示，采用本实施方式之后，在0s～0.3s内，定子电流中的负序及5次，7次谐波分量得到明显抑制，定子电流可保持三相对称且正弦；在0.3s～0.6s内，定子有功及无功功率中的二倍频及六倍频波动得以有效抑制，定子有功及无功功率可保持恒定；在0.6s～1.0s内，定子无功功率及电机电磁转矩中的二倍频及六倍频波动得以有效抑制，定子无功功率及电机电磁转矩可保持恒定。

采用本实施方式之后，由于消除了复杂的正负序及谐波分量提取以及转子电流参考值计算步骤，因此控制系统软件相比复杂程度降低30％，计算时间节省25％，动态响应能力提升25％，闭环控制稳定性提升20％。

Claims (1)

1.一种基于双矢量谐振调节双馈异步风力发电机的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流、转速以及转子位置角，并根据这些信号计算出定子的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s以及DFIG的电磁转矩T_e，具体过程如下：

首先，分别对三相定子电压和三相定子电流进行Clarke变换得到三相定子电压的α轴分量U_sα和β轴分量U_sβ以及三相定子电流的α轴分量I_sα和β轴分量I_sβ；然后，分别对三相定子电流和三相转子电流进行dq变换得到三相定子电流的d轴分量I_sd和q轴分量I_sq以及三相转子电流的d轴分量I_rd和q轴分量I_rq；最后，根据以下算式计算出定子的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s以及DFIG的电磁转矩T_e：

P_s＝U_sαI_sα+U_sβI_sβ  Q_s＝U_sβI_sα-U_sαI_sβ

T_e＝n_pL_m(I_sqI_rd-I_sdI_rq)

其中：n_p为DFIG的极对数，L_m为DFIG的定转子互感；

(2)使给定的参考有功功率P_c和参考无功功率Q_c分别减去输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s得到有功功率误差ΔP和无功功率误差ΔQ，分别对有功功率误差ΔP和无功功率误差ΔQ进行PI调节得到有功轴输出电压U_d1和无功轴输出电压U_q1；

(3)根据三相定子电流、输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s和电磁转矩T_e，计算出定子d轴电流误差ΔI_sd、定子q轴电流误差ΔI_sq、定子有功功率误差ΔP_s、定子无功功率误差ΔQ_s和电磁转矩误差ΔT_e，具体过程如下：

首先，对三相定子电流进行dq变换得到三相定子电流的d轴分量I_sd和q轴分量I_sq；然后，使参考值0分别减去d轴分量I_sd、q轴分量I_sq、输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s和电磁转矩T_e，得到定子d轴电流误差ΔI_sd、定子q轴电流误差ΔI_sq、定子有功功率误差ΔP_s、定子无功功率误差ΔQ_s和电磁转矩误差ΔT_e；

(4)根据不同的三种控制目标，使定子d轴电流误差ΔI_sd和定子q轴电流误差ΔI_sq、定子有功功率误差ΔP_s和定子无功功率误差ΔQ_s或电磁转矩误差ΔT_e和定子无功功率误差ΔQ_s分别作为有功输入信号和无功输入信号；

当控制目标为定子电流三相对称且正弦，则使定子d轴电流误差ΔI_sd和定子q轴电流误差ΔI_sq分别作为有功输入信号和无功输入信号；当控制目标为定子输出有功功率及输出无功功率平稳，则使定子有功功率误差ΔP_s和定子无功功率误差ΔQ_s分别作为有功输入信号和无功输入信号；当控制目标为电机电磁转矩平稳及定子输出无功功率平稳，则使电磁转矩误差ΔT_e和定子无功功率误差ΔQ_s分别作为有功输入信号和无功输入信号；

根据以下算式对所述的有功输入信号和无功输入信号分别进行矢量谐振调节得到有功轴输出电压U_d2和无功轴输出电压U_q2；

$\begin{array}{c}{U}_{d2}=-C_{\mathrm{VPI}}\left(s\right){\mathrm{cp}}_d\\ U_{q2}=C_{\mathrm{VPI}}\left(s\right){\mathrm{cp}}_q\end{array}$ $C_{\mathrm{VPI}}\left(s\right)=\frac{K_{\mathrm{pr}2}{s}^2+K_{\mathrm{ir}2}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{c2}s+{\left({2\mathrm{\ω}}_1\right)}^2}+\frac{K_{\mathrm{pr}6}{s}^2+K_{\mathrm{ir}6}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{c6}s+{\left({6\mathrm{\ω}}_1\right)}^2}$

其中：cp_d和cp_q分别为有功输入信号和无功输入信号，K_pr2和K_ir2均为给定的二倍频分量的谐振系数，K_pr6和K_ir6均为给定的六倍频分量的谐振系数，ω_c2和ω_c6分别为给定的二倍频分量和六倍频分量的带宽系数，ω₁为三相电网电压正序分量的角频率，s为拉普拉斯算子；

(5)使有功轴输出电压U_d1和无功轴输出电压U_q1分别与有功轴输出电压U_d2和无功轴输出电压U_q2相加得到有功轴输出电压U_d3和无功轴输出电压U_q3；根据以下算式对有功轴输出电压U_d3和无功轴输出电压U_q3进行反馈补偿解耦，得到转子有功轴电压指令U_rd和转子无功轴电压指令U_rq；

$U_{\mathrm{rd}}=U_{d3}-{\mathrm{\ω}}_s(\frac{Q_s}{k_{\mathrm{\σ}}{U}_{\mathrm{sd}}}-\frac{L_r{U}_{\mathrm{sd}}}{L_m{\mathrm{\ω}}_1})$

$U_{\mathrm{rq}}=U_{q3}-{\mathrm{\ω}}_s\frac{P_s}{k_{\mathrm{\σ}}{U}_{\mathrm{sd}}}$

其中：ω_s＝ω₁-ω_r，ω₁为三相电网电压正序分量的角频率，ω_r为DFIG的转速，U_sd为三相定子电压的d轴分量，L_m为DFIG的定转子互感，k_σ为给定的漏磁系数，L_r为DFIG的转子电感；

(6)根据以下算式对转子有功轴电压指令U_rd和转子无功轴电压指令U_rq进行Park反变换得到转子α轴电压指令U_rα和转子β轴电压指令U_rβ；

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{r\α}}\\ U_{\mathrm{r\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)\\ \sin ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)& \cos ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_r)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{rd}}\\ U_{\mathrm{rq}}\end{array}\right]$

其中：θ₁为三相电网电压正序分量的相位，θ_r为DFIG的转子位置角；

根据所述的转子α轴电压指令U_rα和转子β轴电压指令U_rβ通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG的转子侧变流器进行控制。