CN101141111B - 一种双馈异步风力发电机转子电流无延时控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双馈异步风力发电机(DFIG)转子电流无延时控制方法。通过采集三相转子电流信号进行静止三相/二相坐标变换，获得转子速旋转坐标系中的转子电流反馈量，与根据DFIG控制目标获得的相同坐标系中的转子电流指令进行比较，输出误差信号输入到比例-谐振调节器进行调节，反馈补偿解耦后获得转子速旋转坐标系中的转子参考电压，直接经空间矢量脉宽调制生成转子侧变换器运行的开关信号，控制DFIG并网运行。本发明方法在电网电压平衡和不平衡下均无需进行转子电流正、负序分解，不会引入分解延时，以实现在不平衡电网电压下发电系统的增强控制目标，有效提高该类风电系统电网故障下的不间断运行(穿越)能力。

Description

一种双馈异步风力发电机转子电流无延时控制方法

技术领域

本发明涉及风力发电机转子电流的控制方法，尤其是一种适用于电网电压平衡和不平衡(包括小值稳态和大值瞬态不平衡)条件下双馈异步风力发电机(DFIG)转子电流无延时控制方法。

背景技术

现代大型风力发电系统主要有双馈异步发电机(DFIG)和永磁同步发电机两种类型，为提高发电效率，均实行变速恒频发电运行，其中DFIG系统是当前的主流机型。目前我国的风电技术大多停留在理想电网条件下的运行控制，由于实际电网经常有各类对称、不对称故障发生，因此必须开展电网故障下的运行控制研究并提出相应控制技术。近年来国际上DFIG风电运行技术的研究多集中在对称故障下的运行控制与穿越运行，但电网不对称故障更为频繁、几率更大，因此，DFIG故障运行研究已从对称故障向不对称故障延伸。这是因为DFIG控制系统中若未曾考虑电网电压的不平衡，很小的不平衡电压将造成定子电流的高度不平衡，致使定子绕组产生不平衡发热，发电机产生转矩脉动，导致输向电网的功率发生振荡。若风电机组相对电网容量足够大，这种缺乏不平衡电网电压控制能力的风电机组不得不从电网中解列，以防引发后续的更大电网故障。但从电网安全角度又要求风电机组能承受最大达2％的稳态和相对较大瞬态不平衡电压而不退出电网，这就要求风电机组能实现电网故障穿越运行。目前，国内、外对这种不平衡电网电压条件下DFIG发电机及相关励磁变频器的控制方法与实施方案研究很少，检索到的相关专利和研究文章仅有：

I.胡家兵，贺益康等.不平衡电网电压条件下双馈异步风力发电系统的建模与控制.电力系统自动化，2007，31(14)：47-56.

II.L.Xu，and Y.Wang，“Dynamic Modeling and Control of DFIG Based WindTurbines under Unbalanced Network Conditions，”IEEE Trans.Power System，Vol.22，No.1，pp.314-323，Feb.2007.

III.CARTWRIGHT P，XU L.System controller for e.g.wind powered doublyfed induction generator attached to wind turbine，has grid imbalance detector whichcontrols current to cancel imbalance in grid served by generators[Patent].PatentNumber：GB2420456-A.Date：20060524.Application Number：GB025662.Date：20041123.

不平衡电网电压条件下，上述文献所提出的控制方法(可称为传统方法)可用图1来说明，DFIG5的转子侧变换器1，采用双比例-积分调节器16分别对转子正、负序电流作独立控制。但为实现对正、负序转子电流的分别调节，必须首先获得反馈转子电流的正、负序分量，其处理过程是：利用两个电流霍尔传感器2分别采集三相定、转子电流信号，电压霍尔传感器7采集三相定子电压信号，采集得到的三相定、转子电流信号I_sabc和I_rabc，定子电压信号V_sabc分别经过静止三相/二相坐标变换模块3，转换得到包含正、负序分量的综合矢量I_sαβ ^s和I_rαβ ^r，V_sαβ ^s，其中I_sαβ ^s，I_sαβ ^s分别通过旋转坐标变换模块8，9转换得到正、反转同步速旋转坐标系中包含直流量与两倍频交流量之和的V_sdq ⁺、V_sdq ^-，I_sdq ⁺、I_sdq ^-(在电网电压不平衡条件下)，I_rαβ ^r通过两个不同的旋转坐标变换模块10，11转换，分别得到正、反转同步速旋转坐标系中包含直流量与两倍频交流量之和的I_rdq ⁺、I_rdq ^-(在电网电压不平衡条件下)。该方法中采用了两倍电网频率2ω_s的陷波器来滤除信号V_sdq ⁺、V_sdq ^-，I_sdq ⁺、I_sdq ^-和I_rdq ⁺、I_rdq ^-中2ω_s频率的交流成分，其中V_sdq ⁺、V_sdq ^-，I_sdq ⁺、I_sdq ^-通过第一个陷波器13-1分别获得其正、负序分量V_sdq+ ⁺、V_sdq- ^-，I_sdq+ ⁺、I_sdq- ^-(直流量)，I_rdq ⁺、I_rdq ^-通过第二个陷波器13-2分别获得其正、负序分量I_rdq+ ⁺、I_rdq- ^-(直流量)。在此基础上，定子磁链观测器14获取转子电流指令值计算模块15和反馈补偿解耦模块12所需的定子磁链分量ψ_sdq+ ⁺、ψ_sdq- ^-，根据电网电压不平衡条件下DFIG不同的控制目标由转子电流指令值计算模块15计算获得转子电流指令I_rdq+ ^+*、I_rdq- ^-*，并与第二个陷波器13-2输出的反馈信号I_rdq+ ⁺、I_rdq- ^-比较获得误差信号，然后分别在正、反转同步速旋转坐标系中采用比例-积分器16对误差信号作比例-积分调节，调节得到信号经反馈补偿解耦模块12补偿解耦获得正、反转同步速旋转坐标系中的正、负序转子电压参考值V_rdq+ ^+*、V_rdq- ^-*，分别通过不同的旋转坐标变换模块17，18转换得到转子坐标系中的正、负序转子电压参考值，并相加后得到空间矢量脉宽调制(SVPWM)模块19的参考信号V_rαβ ^r*，经过SVPWM模块19调制获得转子侧变换器1的开关信号以控制DFIG运行，实现不平衡电网电压条件下DFIG正、负序转子电流在正、反转同步旋转坐标系中的独立闭环控制，达到所要求的控制目标。

此外，该方法采用软件锁相环(PLL)6电路对电网电压的频率和相位进行准确检测和跟踪，转子位置和速度采用编码器4测定，为定、转子电压、电流采集信号实现正、反转旋转坐标变换提供依据。

由上述分析过程可见，电网电压不平衡条件下传统DFIG控制方法的实质是将不对称系统分解成正、负序对称分量系统后，再分别在正、反转同步旋转坐标系中实现d、q轴解耦控制。虽然转子正、负序电流在正、反转同步旋转坐标系中各自表现为直流量，分别采用两个PI调节器即可实现无静差独立跟踪控制，但控制实施的前提是已实现对采集转子电流的正、负序分离。图1所示传统控制方法中正、负序分离普遍采用了2ω_s频率陷波器13(或低通滤波器、1/4电网电压基波周期延时等)技术。分离中除引入延时外，控制系统带宽将受到影响，会造成动态跟踪误差，动态控制效果不理想。更有甚者，该电路无法区分电网电压是平衡还是不平衡，如果DFIG运行在严格电网电压平衡状态下，控制系统仍将采用陷波器来分离转子变量，这将给系统正常控制带来了不必要的延时，严重影响了系统的动态控制性能。

因此，亟需探索一种无延时的正、负序转子电流控制方法，以适应电网平衡与不平衡条件下DFIG风电机组的运行控制。

发明内容

本发明的目的是提供一种在不平衡电网电压下无需进行转子电流正、负序分解的双馈异步风力发电机转子电流无延时控制方法，该方法在电网电压严格平衡下亦不会因不必要的正、负序分解操作而引入控制延时，从而有效提高DFIG风电系统在各类电网电压条件下的运行控制性能，确保供电电能质量和电力系统的运行稳定性及安全。

本发明的技术解决方案是一种双馈异步风力发电机转子电流无延时控制方法，包括以下步骤：

(i)利用两个电流霍尔传感器分别采集三相定子电流I_sabc和转子电流信号I_rabc，电压霍尔传感器采集三相定子电压信号V_sabc；

(ii)采集得到的三相定子电压信号V_sabc经软件锁相环检测，得到电网/定子电压角频率ω_s和相位θ_s；与此同时采用编码器检测DFIG转子位置θ_r及转速ω_r；并分别经加减计算器计算得到滑差角度±θ_s-θ_r和滑差角频率ω_slip+＝ω_s-ω_r，ω_slip-＝-ω_s-ω_r；

(iii)将采集得到的三相定、转子电流信号I_sabc、I_rabc和定子电压信号V_sabc分别经过静止三相/二相坐标变换模块，得到包含正、负序分量的定子电压综合矢量V_sαβ ^s，定、转子电流综合矢量I_sαβ ^s和I_rαβ ^r；

(iv)将得到的定子静止坐标系中定子电压综合矢量V_sαβ ^s分别通过正、反转同步速旋转坐标变换模块，得到在电网电压不平衡条件下正、反转同步速旋转坐标系中含有直流量与两倍频2ω_s交流量之和的电压综合矢量V_sdq ⁺、V_sdq ^-，此外将得到的定子电压、电流综合矢量V_sαβ ^s、I_sαβ ^s经过旋转坐标变换模块转换，获得反馈补偿解耦模块补偿所需转子速旋转坐标系中的定子电压、电流矢量V_sαβ ^r、I_sαβ ^r；

(v)采用两倍电网频率的2ω_s陷波器滤除正、反转同步速旋转坐标系中定子电压矢量V_sdq ⁺、V_sdq ^-中的2ω_s频率交流成分，获得正、负序电压直流分量V_sdq+ ⁺、V_sdq- ^-；

(vi)采用定子磁链观测器获取转子电流指令值计算模块计算所需正、反转同步旋转坐标系中的定子磁链直流分量ψ_sdq+ ⁺、ψ_sdq- ^-，以及进行反馈补偿解耦模块补偿所需的转子速旋转坐标系中定子磁链分量ψ_sαβ ^r；

(vii)在电网电压不平衡条件下得到的转子速旋转坐标系中转子电流综合矢量I_rαβ ^r包含有频率为ω_slip+＝ω_s-ω_r的正序交流成分I_rdq+ ⁺e^jωslip+t与频率ω_slip-＝-ω_s-ω_r的负序交流成分I_rdq- ^-e^jωslip-t，直接作为转子速旋转坐标系中比例-谐振控制器的反馈信号I_rαβ ^r；

(viii)根据电网电压不平衡条件下DFIG所需的控制目标，由转子电流指令值计算模块计算得到正、反转同步速旋转坐标系中的转子电流指令I_rdq+ ^+*、I_rdq- ^-*，将该两电流指令值分别经过旋转坐标变换模块转换并相加，得到转子速旋转坐标系中的转子电流指令值I_rαβ ^r*，并与转子速旋转坐标系中的转子电流反馈信号I_rαβ ^r相比较获得误差信号ΔI_rαβ ^r；

(ix)转子电流误差信号ΔI_rαβ ^r经过转子速旋转坐标系中的比例-谐振控制器作比例-积分-谐振调节，调节后输出信号U_rαβ ^r*经过反馈补偿解耦模块完成转子速旋转坐标系中交-直轴间的交叉解耦和动态反馈补偿，获取转子速旋转坐标系中的转子电压参考值V_rαβ ^r*；

(x)转子速旋转坐标系中的转子电压参考值V_rαβ ^r*直接作为空间矢量脉宽调制模块调制所需的转子电压参考信号，该信号经过空间矢量脉宽调制模块调制后获得控制DFIG运行的转子侧变换器功率器件的开关信号S_a，S_b，S_c。

上述步骤(viii)中所说的控制目标是：或保持DFIG定子输出有、无功功率恒定，或保持DFIG电磁转矩恒定，或保持定子电流平衡，或保持转子电流平衡。

本发明所说的转子速旋转坐标系中的比例-谐振控制器包括一个比例环节、两个转子速旋转坐标系中角频率分别为ω_p＝ω_slip+和ω_p＝ω_slip-的谐振环节，其中两谐振环节分别实现对转子速旋转坐标系中角频率为ω_slip+、ω_slip-的正、负序转子电流成分的无限增益调节。

本发明的控制方法是一种基于转子速旋转坐标系中的DFIG转子正、负序电流无需分解、无延时控制方法。针对DFIG风电系统不平衡电网电压条件下不同的运行控制目标，通过不平衡电压下转子正、负序电流与有、无功功率指令的关系，首先确立正、负序转子电流指令值，并将其分别通过相应旋转坐标变换转换成为转子速旋转坐标系中包含有正、负序转子电流的全局指令值。控制中本发明无论在电网电压平衡和不平衡时均无需对转子电流反馈信号在进行正、负序分解，仅需通过对三相转子电流反馈信号进行相应静止三相/二相坐标变换，获得转子速旋转坐标系中的转子电流反馈量。该信号与转子速旋转坐标系中的全局指令值均表现为两种频率ω_slip+、ω_slip-的交流量之和，对转子电流反馈信号与指令值进行比较后，其误差信号输入比例-谐振(PR)调节器，经对比例-谐振电流控制器调节后的输出信号进行反馈补偿解耦，可得到转子速旋转坐标系中的转子电压参考值，经空间矢量脉宽调制生成逆变器功率器件高频开关动作的脉宽调制信号，控制转子侧变换器的输出电流波形和幅值，实现DFIG的运行控制目标。

本发明的控制方法简单易行，相比于传统的控制方法，无需增加额外的硬件检测或控制环节，只需将传统的正、反转同步速旋转坐标系中的转子电流正、负序、双比例-积分调节器替换为转子速旋转坐标系中的单一比例-谐振调节器。在转子电流控制环设计时，由于无需采用滤波器进行转子电流反馈信号正、负序分解，不会因此引入分解延时。所设计的PR控制器中角频率分别为ω_p＝ω_slip+和ω_p＝ω_slip的谐振环节能分别实现对转子速旋转坐标系中角频率为ω_slip+、ω_slip-的正、负序转子电流成分的无限增益调节，在保证系统稳定的同时获得更大转子电流闭环的控制带宽，从而获得稳定的输出、较小的稳态误差以及较好的动态响应特性。采用该方法可使DFIG并网发电系统在电网电压平衡和不平衡(包括小值稳态和大值瞬态不平衡)条件下实现转子电流无延时控制方法，尤其在不平衡电网电压条件下实现发电系统的增强控制目标，有效提高该类风电系统电网故障下的不间断运行(穿越)能力。

本发明方法除适用于DFIG风电系统外，还适用于其他采用高频开关自关断器件构成的各类形式PWM控制的三相或单相逆变装置在平衡与不平衡电网电压条件下的有效控制，如太阳能、燃料电池发电系统的并网逆变装置，柔性输电系统的电力电子逆变装置即以电力调速传动中的双馈电动/发电机变流装置的有效控制。

附图说明

图1是不平衡电网电压条件下，双馈异步发电机传统控制方法原理图。

图2是本发明的一种双馈异步风力发电机转子电流无延时控制方法原理图。

图3是本发明中的比例-谐振控制器的原理图。

图4为电网电压瞬态不平衡条件下，采用传统控制方法的效果图，图中，(a)DFIG定子三相电流(pu)；(b)转子三相电流(pu)；(c)直流母线电压(V)；(d)定子输出有功功率(pu)；(e)定子输出无功功率(pu)；(f)DFIG电磁转矩(pu)；(g)转子d轴正序电流I_rd+ ^+*和I_rd+ ⁺(pu)；(h)转子q轴正序电流I_rq+ ^+*和I_rq+ ⁺(pu)；(i)转子d轴负序电流I_rd- ^-*和I_rd- ^-(pu)；(j)转子q轴负序电流I_rq- ^-*和I_rq- ^-(pu)。

图5为电网电压瞬态不平衡条件下，采用本发明控制方法的效果图，图中，(a)DFIG定子三相电流(pu)；(b)转子三相电流(pu)；(c)直流母线电压(V)；(d)定子输出有功功率(pu)；(e)定子输出无功功率(pu)；(f)DFIG电磁转矩(pu)；(g)转子d轴正序电流I_rd+ ^+*和I_rd+ ⁺(pu)；(h)转子q轴正序电流I_rq+ ^+*和I_rq+ ⁺(pu)；(i)转子d轴负序电流I_rd- ^-*和I_rd- ^-(pu)；(j)转子q轴负序电流I_rq- ^-*和I_rq- ^-(pu)。

图6为静止α_sβ_s坐标系、转子速旋转α_rβ_r坐标系和正、反转同步速ω_s旋转dq+、dq-坐标系间的矢量关系图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图2是采用本发明提出的一种双馈异步风力发电机转子电流无延时控制方法的原理图。它包括控制对象DFIG5、与DFIG转子连接的转子侧变换器1(两电平或三电平电压型PWM逆变器)，用于三相定、转子电流检测的霍尔传感器2和三相定子电压检测的霍尔传感器7，用于检测DFIG转子位置和速度的编码器4，以及实现电网电压不平衡条件下DFIG控制目标的控制回路。控制回路由反馈信号处理通道和前向控制通道构成，其中反馈信号处理通道包括用于检测电网电压相位和频率的软件锁相环(PLL)6，用于各种旋转坐标变换的角度计算器，用于获取相应坐标系信号的三相/二相静止坐标变换模块3和旋转坐标变换模块8，9，21，用于获取定子电压正、负序分量的两倍电网频率陷波器13和观测定子磁链的定子磁链观测器14；前向控制通道包括根据电网电压不平衡条件所需控制目标的转子电流指令值计算模块15，将正、反转同步速旋转坐标系中的转子电流指令值转换为转子速旋转坐标系中指令值的旋转坐标变换模块17，18，对转子电流进行无时延跟踪控制的转子速旋转坐标系中比例-谐振控制器(PR)20，为获得转子速旋转坐标系中转子电压参考值的反馈解耦补偿模块22，和用于根据转子电压参考值产生空间矢量脉宽调制(SVPWM)信号的SVPWM模块19。

参照图2，以一台1.5MW商用变速恒频DFIG风电系统为例，采用本发明提出的方法控制其运行，具体实施步骤如下：

(i)利用两个电流霍尔传感器2分别采集三相定子电流信号I_sabc和转子电流信号I_rabc，电压霍尔传感器7采集三相定子电压信号V_sabc；

(ii)采集得到的三相定子电压信号V_sabc经软件锁相环6检测得到电网/定子电压角频率ω_s和相位θ_s，与此同时采用编码器4检测DFIG转子位置θ_r及转速ω_r；并分别用角度计算器计算得到滑差角度±θ_s-θ_r和滑差角频率ω_slip+＝ω_s-ω_r，ω_slip-＝-ω_s-ω_r；

(iii)将采集得到的三相定、转子电流信号I_sabc、I_rabc，定子电压信号V_sabc分别经过静止三相/二相坐标变换模块3，得到包含正、负序分量的电压综合矢量V_sαβ ^s，电流综合矢量I_sαβ ^s和I_rαβ ^r，以定子电压为例，静止三相/二相坐标变换如下式表达

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{s\α}}^s\\ V_{\mathrm{s\β}}^s\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{sa}}\\ V_{\mathrm{sb}}\\ V_{\mathrm{sc}}\end{array}\right];$

(iv)将得到的定子静止坐标系中定子电压综合矢量V_sαβ ^s分别通过正、反转同步速旋转坐标变换模块9，8，得到在电网电压不平衡条件下正、反转同步速旋转坐标系中含有直流量与两倍频2ω_s交流量之和的电压综合矢量V_sdq ⁺、V_sdq ^-，此外将得到的定子电压、电流综合矢量V_sαβ ^s、I_sαβ ^s经过旋转坐标变换模块21转换，获得反馈补偿解耦模块22补偿所需转子速旋转坐标系中的定子电压、电流矢量V_sαβ ^r、I_sαβ ^r；

图6为静止α_sβ_s坐标系、转子速度旋转α_rβ_r坐标系和正、反转同步速ω_s(同步速等于电网/定子电压的角频率ω_s)旋转dq+、dq-坐标系间的矢量关系图，其坐标转换关系为

$F_{\mathrm{dq}}^{+}=F_{\mathrm{\α\β}}^s{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_{s}t}$ $F_{\mathrm{dq}}^{-}=F_{\mathrm{\α\β}}^s{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{s}t}$

$F_{\mathrm{dq}}^{+}=F_{\mathrm{\α\β}}^r{e}^{j({\mathrm{\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_r)t}$ $F_{\mathrm{dq}}^{-}=F_{\mathrm{\α\β}}^r{e}^{j(-{\mathrm{\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_r)t}$

$F_{\mathrm{dq}}^{+}=F_{\mathrm{dq}}^{-}{e}^{-j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}$ $F_{\mathrm{dq}}^{-}=F_{\mathrm{dq}}^{+}{e}^{j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}$

$F_{\mathrm{\α\β}}^s=F_{\mathrm{\α\β}}^r{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{r}t}$ $F_{\mathrm{\α\β}}^r=F_{\mathrm{\α\β}}^s{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_{r}t}$

其中，F广义地代表电压、电流和磁链；上标+，-，s，r表示正、反转同步速旋转坐标系、定子静止坐标系和转子旋转坐标系；

不平衡电网电压条件下，定、转子电压、电流和磁链可表示为正、反转同步速ω_s旋转dq+、dq-坐标系中相应正、负序分量的形式

$V_{\mathrm{sdq}}^{+}=V_{\mathrm{sdq}+}^{+}+V_{\mathrm{sdq}-}^{+}=V_{\mathrm{sdq}+}^{+}+V_{\mathrm{sdq}-}^{-}{e}^{-j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}$

$I_{\mathrm{sdq}}^{+}=I_{\mathrm{sdq}+}^{+}+I_{\mathrm{sdq}-}^{+}=I_{\mathrm{sdq}+}^{+}+I_{\mathrm{sdq}-}^{-}{e}^{-j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}$

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sdq}}^{+}={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sdq}+}^{+}+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sdq}-}^{+}={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sdq}+}^{+}+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sdq}-}^{-}{e}^{-j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}$

$V_{\mathrm{rdq}}^{+}=V_{\mathrm{rdq}+}^{+}+V_{\mathrm{rdq}-}^{+}=V_{\mathrm{rdq}+}^{+}+V_{\mathrm{rdq}-}^{-}{e}^{-j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}$

$I_{\mathrm{rdq}}^{+}=I_{\mathrm{rdq}+}^{+}+I_{\mathrm{rdq}-}^{+}=I_{\mathrm{rdq}+}^{+}+I_{\mathrm{rdq}-}^{-}{e}^{-j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}$

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{rdq}}^{+}={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{rdq}+}^{+}+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{rdq}-}^{+}={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{rdq}+}^{+}+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{rdq}-}^{-}{e}^{-j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}$

其中，下标+，-表示相应的正、负序分量。可见，不平衡电网电压下各电量在正转同步速ω_s旋转dq+坐标系中表现为直流量与两倍频2ω_s交流量之和。以定子电压V_sdq ⁺为例，V_sdq+ ⁺表示在dq+坐标系中的正序分量，为直流量；V_sdq- ⁺表示在dq+坐标系中的负序分量，为两倍频交流量V_sdq- ^-e^-j2ωst。同理，各电量在反转同步速旋转dq-坐标系中亦表现为直流量与两倍频交流量之和，旋转坐标变换模块21可用下式表达

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{s\α}}^r\\ I_{\mathrm{s\β}}^r\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_r& \sin {\mathrm{\θ}}_r\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_r& \cos {\mathrm{\θ}}_r\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{s\α}}^s\\ I_{\mathrm{s\β}}^s\end{array}\right];$

(v)采用两倍电网频率的2ω_s陷波器13滤除正、反转同步速旋转坐标系中电压矢量V_sdq ⁺、V_sdq ^-中的2ω_s频率交流成分，获得正、负序电压直流分量V_sdq+ ⁺、V_sdq- ^-；

(vi)采用定子磁链观测器获取转子电流指令值计算模块15计算所需正、反转同步旋转坐标系中的定子磁链直流分量ψ_sdq+ ⁺、ψ_sdq- ^-以及进行反馈补偿解耦模块22进行补偿所需的转子速旋转坐标系中定子磁链分量ψ_sαβ ^r；

(vii)在电网电压不平衡条件下采集得到的转子电流综合矢量I_rαβ ^r在转子速旋转坐标系中包含有频率为ω_slip+＝ω_s-ω_r的正序交流成分I_rdq+ ⁺e^jωslip+t与频率ω_slip-＝-ω_s-ω_r的负序交流成分I_rdq- ^-e^jωslip-t，直接作为转子速旋转坐标系中比例-谐振控制器20的反馈信号I_rαβ ^r；

(viii)根据电网电压不平衡条件下DFIG所需的控制目标，由转子电流指令值计算模块15计算得到正、反转同步速旋转坐标系中的转子电流指令I_rdq+ ^+*、I_rdq- ^-*，将该电流指令值I_rdq+ ^+*，I_rdq- ^-*分别经过旋转坐标变换模块17，18转换并相加，得到转子速旋转坐标系中的转子电流指令值I_rαβ ^r*，并与转子速旋转坐标系中的转子电流反馈信号I_rαβ ^r比较，获得误差信号ΔI_rαβ ^r。旋转坐标变换模块17，18可分别用下式表达

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{r\α}+}^{r*}\\ I_{\mathrm{r\β}+}^{r*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)\\ \sin ({\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)& \cos ({\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{rd}+}^{+*}\\ I_{\mathrm{rq}+}^{+*}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{r\α}-}^{r*}\\ I_{\mathrm{r\β}-}^{r*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos ({-\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)& -\sin ({-\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)\\ \sin (-{\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)& \cos ({-\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{rd}-}^{-*}\\ I_{\mathrm{rq}-}^{-*}\end{array}\right]$

(ix)转子电流误差信号ΔI_rαβ ^r经过转子速旋转坐标系中的比例-谐振控制器20作比例-积分-谐振调节，调节后输出信号U_rαβ ^r*经过反馈补偿解耦模块22完成转子速旋转坐标系中交-直轴间的交叉解耦和动态反馈补偿，获取转子速旋转坐标系中的转子电压参考值V_rαβ ^r*；

当电网电压不平衡时，在转子速ω_r旋转α_rβ_r坐标系中各电量可表示为正、负序分量形式

$V_{\mathrm{s\α\β}}^r=V_{\mathrm{s\α\β}+}^r+V_{\mathrm{s\α\β}-}^r=V_{\mathrm{sdq}+}^{+}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}}t}+V_{\mathrm{sdq}-}^{-}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}-}t}$

$I_{\mathrm{s\α\β}}^r=I_{\mathrm{s\α\β}+}^r+I_{\mathrm{s\α\β}-}^r=I_{\mathrm{sdq}+}^{+}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}}t}+I_{\mathrm{sdq}-}^{-}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}-}t}$

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α\β}}^r={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α\β}+}^r+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α\β}-}^r={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sdq}+}^{+}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}+}t}+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sdq}-}^{-}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}-}t}$

$V_{\mathrm{r\α\β}}^r=V_{\mathrm{r\α\β}+}^r+V_{\mathrm{r\α\β}-}^r=V_{\mathrm{rdq}+}^{+}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}+}t}+V_{\mathrm{rdq}-}^{-}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}-}t}$

$I_{\mathrm{r\α\β}}^r=I_{\mathrm{r\α\β}+}^r+I_{\mathrm{r\α\β}-}^r=I_{\mathrm{rdq}+}^{+}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}+}t}+I_{\mathrm{rdq}-}^{-}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}-}t}$

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{r\α\β}}^r={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{r\α\β}+}^r+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{r\α\β}-}^r={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{rdq}+}^{+}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}+}t}+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{rdq}-}^{-}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}-}t}$

由上式可见，在电网电压不平衡条件下，转子速旋转α_rβ_r坐标系中各电量含有ω_slip+、ω_slip-两种频率成分I_sdq+ ⁺e^jωslip+t、I_rdq- ^-e^jωslip-t，故本发明提出的控制方法只需在转子速旋转α_rβ_r坐标系中采用频率分别为ω_slip+和ω_slip-的谐振器即可完全实现对I_sdq+ ⁺e^jωslip+t和I_rdq- ^-e^jωslip-t的全局调节跟踪，且对ω_slip+和ω_slip-频率成分分别有无限增益。比例-谐振控制原理图如图3所示，图中比例-谐振(PR)控制器20本体包括一个比例环节和两个转子速旋转坐标系中的谐振环节，谐振频率分别为ω_slip+和ω_slip-，以实现对转子电流误差信号 ${\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{r\α\β}}^r=I_{\mathrm{r\α\β}}^{r*}-I_{\mathrm{r\α\β}}^r$ 的调节。转子速旋转坐标系中比例-谐振(PR)控制器20的频域表达为

$C_{\mathrm{PR}}^r\left(s\right)=K_{\mathrm{iP}}+\frac{s{K}_{\mathrm{iR}}}{s^2+{\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}+}\right)}^2}+\frac{s{K}_{\mathrm{iR}}}{s^2+{\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}-}\right)}^2}$

其中，K_iR，K_iR为比例、谐振系数。

比例-谐振(PR)控制器20的输出U_rαβ ^r*用于经转子速旋转坐标系中反馈补偿解耦模块22补偿生成DFIG转子电压参考值V_rαβ ^r*，以产生DFIG转子电流I_rαβ ^r，实现不平衡电网电压条件下的运行控制。图3控制过程中的 $E_{\mathrm{r\α\β}}^r=L_m/L_s(V_{\mathrm{s\α\β}}^r-R_s{I}_{\mathrm{s\α\β}}^r-j{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α\β}}^r)$ 为等效反电势干扰，而F(s)＝1/(sσL_r+R_r)为DFIG转子数学模型，式中，L_m，L_s，L_r分别为DFIG互感、定、转子自感， $\mathrm{\σ}=1-L_m^2/L_s{L}_r,$ R_r为转子电阻。

转子速旋转α_rβ_r坐标系中转子电压参考值可表达为

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{r\α}}^{r*}=R_r{I}_{\mathrm{r\α}}^r+{\mathrm{\σL}}_r{U}_{\mathrm{r\α}}^{r*}+L_m/L_s(V_{\mathrm{s\α}}^r-R_s{I}_{\mathrm{s\α}}^r+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\β}}^r)\\ V_{\mathrm{r\β}}^{r*}=R_r{I}_{\mathrm{r\β}}^r+\mathrm{\σ}{L}_r{U}_{\mathrm{r\β}}^{r*}+L_m/L_s(V_{\mathrm{s\β}}^r-{R_{s}I}_{\mathrm{s\β}}^r-{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α}}^r)\end{array}\right.$

其中， $\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{r\α}}^{r*}=\frac{d}{\mathrm{dt}}{I}_{\mathrm{r\α}}^r=C_{\mathrm{PR}}^r\left(s\right)(I_{\mathrm{r\α}}^{r*}-I_{\mathrm{r\α}}^r)\\ U_{\mathrm{r\β}}^{r*}=\frac{d}{\mathrm{dt}}{I}_{\mathrm{r\β}}^r=C_{\mathrm{PR}}^r\left(s\right)(I_{\mathrm{r\β}}^{r*}-I_{\mathrm{r\β}}^r)\end{array}\right.,$ R_s为定子电阻；

随着DFIG转速ω_r的变化，需要实时地调整谐振器中的频率ω_slip+和ω_slip-，但DFIG转子转速是通过光码盘4实时检测得到的，给比例-谐振控制器20的自适应调节ω_slip+和ω_slip-提供了实现依据。

(x)转子速旋转坐标系中的转子电压参考值V_rαβ ^r*直接作为空间矢量脉宽调制模块19调制所需的转子电压参考信号，经空间矢量脉宽调制模块19调制后，获得控制DFIG运行的转子侧变换器1功率器件的开关信号S_a，S_b，S_c。

上述步骤viii中所说的控制目标是：或保持DFIG定子输出有、无功功率恒定，或保持DFIG电磁转矩恒定，或保持定子电流平衡，或保持转子电流平衡。采用正序定子电压V_sd+ ⁺矢量定向控制时，几种不同控制目标下转子电流指令值可表示为：

I、保持DFIG输出有功功率平衡，即P_ssin2＝P_scos2＝0，则

$I_{\mathrm{rd}+}^{+*}=\frac{L_s{V}_{\mathrm{sd}+}^{+}}{L_m{D}_3}{P}_{s0}-\frac{4V_{\mathrm{sd}+}^{+}{V}_{\mathrm{sd}-}^{-}{V}_{\mathrm{sq}-}^{-}}{D_3{L}_m},$ $I_{\mathrm{rq}+}^{+*}=-\frac{L_s{V}_{\mathrm{sd}+}^{+}(Q_{s0}+\frac{D_3}{L_s})}{L_m{D}_2}-\frac{2V_{\mathrm{sd}+}^{+}}{D_2{L}_m}({V_{\mathrm{sd}-}^{-}}^2-{V_{\mathrm{sq}-}^{-}}^2)$

$I_{\mathrm{rd}-}^{-*}=2V_{\mathrm{sq}-}^{-}/L_m-k_{\mathrm{dd}}{I}_{\mathrm{rd}+}^{+*}-k_{\mathrm{qd}}{I}_{\mathrm{rq}+}^{+*},$ $I_{\mathrm{rq}-}^{-*}=-2V_{\mathrm{sd}-}^{-}/L_m-k_{\mathrm{qd}}{I}_{\mathrm{rd}+}^{+*}+k_{\mathrm{dd}}{I}_{\mathrm{rq}+}^{+*}$

其中， $D_2={V_{\mathrm{sd}+}^{+}}^2+{V_{\mathrm{sd}-}^{-}}^2+{V_{\mathrm{sq}-}^{-}}^2,$ $D_3={V_{\mathrm{sd}+}^{+}}^2-({V_{\mathrm{sd}-}^{-}}^2+{V_{\mathrm{sq}-}^{-}}^2),$ $k_{\mathrm{dd}}=V_{\mathrm{sd}-}^{-}/V_{\mathrm{sd}+}^{+},$ $k_{\mathrm{qd}}=V_{\mathrm{sq}-}^{-}/V_{\mathrm{sd}+}^{+};$ P_s0 ^*，Q_s0 ^*分别为DFIG输出平均有、无功功率的指令值；

II、保持转子电流无负序分量，即 $I_{\mathrm{rd}-}^{-}=I_{\mathrm{rq}-}^{-}=0,$ 则

$I_{\mathrm{rd}+}^{+*}=\frac{L_s{P}_{s0}}{L_m{V}_{\mathrm{sd}+}^{+}},$ $I_{\mathrm{rq}+}^{+*}=-\frac{L_s(Q_{s0}+\frac{D_3}{L_3})}{L_m{V}_{\mathrm{sd}+}^{+}};$

III、保持定子电流平衡，即 $I_{\mathrm{sd}-}^{-}=I_{\mathrm{sq}-}^{-}=0,$ 则

$I_{\mathrm{rd}+}^{+*}=\frac{L_s{P}_{s0}}{L_m{V}_{\mathrm{sd}+}^{+}},$ $I_{\mathrm{rq}+}^{+*}=-\frac{L_s(Q_{s0}+\frac{D_3}{L_s})}{L_m{V}_{\mathrm{sd}+}^{+}}$

$I_{\mathrm{rd}-}^{-*}=-V_{\mathrm{sq}-}^{-}/L_m,I_{\mathrm{rq}-}^{-*}=V_{\mathrm{sd}-}^{-}/L_m;$

IV、保持DFIG电磁转矩和输出无功功率恒定，即P_esin2＝P_ecos2＝0，则

$I_{\mathrm{rd}+}^{+*}=\frac{L_s{V}_{\mathrm{sd}+}^{+}}{L_m{D}_2}{P}_{s0},$ $I_{\mathrm{rq}+}^{+*}=-\frac{L_s{V}_{\mathrm{sd}+}^{+}(Q_{s0}+\frac{D_3}{L_s})}{L_m{D}_3}$

$I_{\mathrm{rd}-}^{-*}=k_{\mathrm{dd}}{I}_{\mathrm{rd}+}^{+*}+k_{\mathrm{qd}}{I}_{\mathrm{rq}+}^{+*},$ $I_{\mathrm{rq}-}^{-*}=k_{\mathrm{qd}}{I}_{\mathrm{rd}+}^{+*}-k_{\mathrm{dd}}{I}_{\mathrm{rd}+}^{+*}.$

比较图2和图1可以看出，本发明所提出的实施方案在计算正、反转同步速旋转坐标系中各正、负序转子电流指令值I_rdq+ ^+*，I_rdq- ^-*时，虽仍需采用陷波器13来获得定子电压正、负序分量，但该陷波器13引入的延时是在转子电流控制环之外，因而不会影响转子电流内环控制的带宽和动态响应速度，而整个系统响应速度主要由转子电流控制环决定，所以采用陷波器13来获得定子电压正、负序分量时引入的延时对整个系统带宽影响很小。此外，在电网电压不平衡条件下本方法在对转子电流调节时均无需作正、负序相序分解，只需在转子速旋转α_rβ_r坐标系中采用频率分别为ω_slip+和ω_slip-的谐振器即可完全实现对I_sdq+ ⁺e^jωslip+t和I_rdq- ^-e^jωslip-t的全局调节跟踪，且分别对ω_slip+和ω_slip-频率成分有无限增益。而在电网电压严格平衡的情况下转子速旋转坐标系中的转子电流仅有频率ω_slip+成分，即在转子速旋转坐标中表现为单一的交流成分，此时PR控制器中ω_slip+频率谐振环节即可实现对转子电流的无静差调节控制，故本发明能同时适用电网电压平衡及不平衡(包括小值稳态和大值瞬态不平衡)条件下交流励磁双馈异步风力发电机(DFIG)转子电流的有效控制。

图4和图5分别为采用DFIG传统控制方法和本发明控制方法在瞬态电网电压补平衡条件下的实施结果比较。在0.4s时刻电网电压发生不对称故障，0.8s时电网电压恢复。该实施案例中，选取保持电磁转矩恒定以减轻对风机系统的机械应力作为DFIG在不平衡电压下的控制目标。可以看出与传统的正、负序、双比例-积分调节器的DFIG控制策略比较，在电网电压不对称故障发生(0.4s)和清除(0.8s)瞬间，本发明方法无需对DFIG风电系统中转子电流实施正、负序分量分解，实现对转子电流的无延时全局控制，如图6中图(g)，图(h)，图(i)，图(j)，从而快速实现了电网电压不平衡条件下(0.4s～0.8s期间)保持DFIG电磁转矩控制恒定的控制目标，同时DFIG定子输出无功功率也无波动，如图6中图(e)，图(f)所示。与此同时，在电网电压故障清除时控制系统能够快速、平稳地恢复至对称运行状态下，且在电网电压严格平衡下亦不会给系统带来不必要的分解和引入相应的延时，从而提高了DFIG风电系统在各种电网条件下的运行控制能力，改善了控制系统的动态品质，实现了电网故障下的穿越运行。

Claims (3)

1.一种双馈异步风力发电机转子电流无延时控制方法，其特征在于包括以下步骤：

(i)利用两个电流霍尔传感器(2)分别采集三相定子电流I_sabc和转子电流信号I_rabc，电压霍尔传感器(7)采集三相定子电压信号V_sabc；

(ii)采集得到的三相定子电压信号V_sabc经软件锁相环(6)检测得到电网/定子电压角频率ω_s和相位θ_s；与此同时采用编码器(4)检测DFIG转子位置θ_r及转速ω_r；并分别经加减计算器计算得到滑差角度±θ_s-θ_r和滑差角频率ω_slip+＝ω_s-ω_r，ω_slip-＝-ω_s-ω_r；

(iii)将采集得到的三相定、转子电流信号I_sabc、I_rabc和定子电压信号V_sabc分别经过静止三相/二相坐标变换模块(3)，得到包含正、负序分量的定子电压综合矢量V_sαβ ^s，定、转子电流综合矢量I_sαβ ^s和I^rαβ _r；

(iv)将得到的定子静止坐标系中定子电压综合矢量V_sαβ ^s分别通过正、反转同步速旋转坐标变换模块(9，8)，得到在电网电压不平衡条件下正、反转同步速旋转坐标系中含有直流量与两倍频2ω_s交流量之和的电压综合矢量V_sdq ⁺、V_sdq ^-，此外将得到的定子电压、电流综合矢量V_sαβ ^s、I_sαβ ^s经过旋转坐标变换模块(21)转换，获得反馈补偿解耦模块(22)补偿所需转子速旋转坐标系中的定子电压、电流矢量V_sαβ ^r、I_sαβ ^r；

(v)采用两倍电网频率的2ω_s陷波器(13)滤除正、反转同步速旋转坐标系中定子电压矢量V_sdq ⁺、V_sdq ^-中的2ω_s频率交流成分，获得正、负序电压直流分量V_sdq+ ⁺、V_sdq- ^-；

(vi)采用定子磁链观测器(14)获取转子电流指令值计算模块(15)计算所需正、反转同步旋转坐标系中的定子磁链直流分量ψ_sdq+ ⁺、ψ_sdq- ^-以及进行反馈补偿解耦模块(22)补偿所需的转子速旋转坐标系中定子磁链分量ψ_sαβ ^r；

(vii)在电网电压不平衡条件下得到的转子速旋转坐标系中转子电流综合矢量I_rαβ ^r包含有频率为ω_slip+＝ω_s-ω_r的正序交流成分I_rdq+ ⁺e^jωslip+t与频率ω_slip-＝-ω_s-ω_r的负序交流成分I_rdq- ^-e^jωslip-t，直接作为转子速旋转坐标系中比例-谐振控制器(20)的反馈信号I^rαβ _r；

(viii)根据电网电压不平衡条件下DFIG所需的控制目标，由转子电流指令值计算模块(15)计算出正、反转同步速旋转坐标系中的转子电流指令I_rdq+ ^+*、I_rdq- ^-*，将该两电流指令值I_rdq+ ^+*，I_rdq- ^-*分别经过旋转坐标变换模块(17，18)转换并相加，得到转子速旋转坐标系中的转子电流指令值I_rαβ ^r*，并与转子速旋转坐标系中的转子电流反馈信号I_rαβ ^r相比较获得误差信号Δ_Irαβ ^r；

(ix)转子电流误差信号ΔI_rαβ ^r经过转子速旋转坐标系中的比例-谐振控制器(20)作比例-积分-谐振调节，调节后输出信号U_rαβ ^r*经过反馈补偿解耦模块(22)，完成转子速旋转坐标系中交-直轴间的交叉解耦和动态反馈补偿，获取转子速旋转坐标系中的转子电压参考值V_rαβ ^r*；

(x)转子速旋转坐标系中的转子电压参考值V_rαβ ^r*直接作为空间矢量脉宽调制模块(19)调制所需的转子电压参考信号，该信号经过空间矢量脉宽调制模块(19)调制后，获得控制DFIG运行的转子侧变换器(1)功率器件的开关信号S_a，S_b，S_c。

2.根据权利要求1所述的一种双馈异步风力发电机转子电流无延时控制方法，其特征在于步骤(viii)中所说的控制目标是：或保持DFIG定子输出有、无功功率恒定，或保持DFIG电磁转矩恒定，或保持定子电流平衡，或保持转子电流平衡。

3.根据权利要求1所述的一种双馈异步风力发电机转子电流无延时控制方法，其特征在于转子速旋转坐标系中的比例-谐振控制器(20)包括一个比例环节、两个转子速旋转坐标系中角频率分别为ω_p＝ω_slip+和ω_p＝ω_slip-的谐振器，其中两谐振器分别实现对转子速旋转坐标系中角频率为ω_slip+和ω_slip-的正、负序转子电流成分的无限增益调节。

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