CN103281025B - 一种基于谐振滑模的dfig系统控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于谐振滑模的DFIG系统控制方法，其采用直接转矩/功率控制而能够直接对电机电磁转矩和无功功率、网侧变流器输出的有功功率和无功功率进行控制，且消除了复杂的负序及各次谐波分量提取以及转子电流参考值计算步骤，故而不会引入分解延时。基于谐振的滑模控制可消除电机电磁转矩、无功功率及网侧变流器有功功率、无功功率中由于电网电压谐波所引入的负面影响，从而达到稳定的输出，较小的稳态误差以及较好的动态响应特性，进而达到预期控制效果。本发明无需进行复杂的负序及各次谐波分量提取，也无需进行电网电压相位的估计和复杂的电流参考值计算，能够大大减少控制延时，增强系统的快速性及稳定性。

Description

一种基于谐振滑模的DFIG系统控制方法

技术领域

本发明属于风力发电控制技术领域，具体涉及一种基于谐振滑模的DFIG系统控制方法。

背景技术

风能作为一种清洁的可再生能源，近年来受到世界各国的高度重视。风能蕴藏量巨大，随着风能的开发利用，全球的风力发电连续多年来保持快速、持续的增长。双馈异步风力发电机（DFIG）系统由于其本身的恒速变频运行能力，所需变流器容量仅占机组容量30%左右以及四象限运行能力等优点而得到广泛应用。然而，运行于不平衡及谐波畸变等恶劣电网电压条件下的DFIG系统将表现出输出电流畸变及不平衡，输出有功、无功功率波动、电磁转矩波动及直流母线电压波动等若干运行性能恶化。性能指标恶化将对大规模风力并网发电的稳定可靠运行造成极大危害，甚至进而威胁到电网本身的可靠稳定运行。此外，电磁转矩将对DFIG、齿轮箱等机械部件造成损伤故障，从而增加维护维修等发电成本。对于整个系统而言，消除电磁转矩波动和保证系统输出电能质量是最重要的。因此，探讨运行于不平衡及谐波畸变等恶劣电网电压条件下DFIG的控制技术，以期消除由此所引入的不良影响是具有十分积极意义的。

目前，国内外已经兴起了在考虑电网电压不平衡及谐波畸变出现的条件下对DFIG控制技术的研究。Jiabing Hu、Hailiang Xu和Yikang He在标题为Coordinated Control of DFIG’s RSC and GSC Under Generalized Unbalanced andDistorted Grid Voltage Conditions（IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIALELECTRONICS,VOL.60,NO.7,JULY2013）的文献中提出了一种在不平衡和谐波畸变电压条件下的DFIG系统控制方法，该方法的核心思想是对电网电压、转子电流及网侧电流中的负序，5次谐波及7次谐波分量分别进行提取，并将此提取结果作为计算转子电流和网侧电流参考值的依据；将电流参考值和实际值得误差通过比例-积分-谐振调节器（14）调节，得到转子电压和网侧交流侧电压指令，其实现原理如图1所示。将网侧电压U_sαβ、定子磁链ψ_sαβ和转子电流I_rαβ，通过基于多个2阶广义积分器的频率环模块（4）；得到网侧电压和定子磁链的相位θ、速度ω，同时也得到定子静止坐标系下网侧电压、定子磁链和转子电流的正序、负序、5次和7次谐波分量。以电网三相电压为例，其利用基于多个2阶广义积分器的频率环模块，提取不平衡和各次谐波分量的过程如图2所示。很明显，正序、负序、5次及7次谐波的提取过程使用到了频率锁定模块和多次2阶广义积分模块（33）及正负序计算模块（34），不仅耗费大量计算时间及软件代码空间，还引入了延时及缩小了控制带宽，使控制性能下降。在根据编码器（5）获得转子位置θ_r之后，通过微分（6）得到转子转速ω_r。将电网速度减去转子转速，得到转差速度ω_s。在完成分量提取之后，还需将电网电压、定子磁链和定子电流的负序、5次及7次谐波分量分别变换到正转同步速坐标系中（36）。然后，针对不同目标，还需将电网电压、定子磁链和定子电流的各个分量带入网侧电流参考的计算和转子电流参考的计算，这也将占用大量计算时间和软件空间代码。再将各自坐标系下负序、5次和7次谐波电流参考，分别通过正转2倍同步速坐标变换模块（35）、正转6倍同步速坐标变换模块（15）和反转6倍同步速坐标变换模块（16），得到正转同步速坐标系下谐波参考值。使所有电流参考值相加之后，减去实际电流值，将其误差信号通过比例-积分-谐振控制器调节（17），再加入补偿项，即可获得转子电压和交流侧电压指令。通过SVPWM（空间矢量脉宽调制）模块（2）得到一组开关信号控制转子侧和网侧变流器运行。

由上述分析过程可见，弱电网电压条件下的DFIG系统的传统控制方法的实现过程中需要将电网电压、转子电流和网侧电流中的正序，负序，5次及7次谐波分量进行提取，提取过程中需要用到大量的基于2阶广义积分的频率锁定模块和正负序计算模块。在得到上述正负序及谐波分量信号之后，需要计算各个分量旋转坐标系中的电流参考值，并将这些参考值旋转至正向同步速旋转坐标系下。以上所述的正负序及谐波分量提取过程中复杂的计算和2阶广义积分器的多次使用，造成较大的控制延时，易造成系统不稳定运行，并且降低系统响应的快速性。此外，转子电流参考值计算过程复杂，且计算结果需坐标旋转至正向同步速旋转坐标系下，同样也对系统运行的快速性和稳定性造成不利影响。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种基于谐振滑模的DFIG系统控制方法，计算简单，能够大大减少控制延时，增强系统的快速性及稳定性。

一种基于谐振滑模的DFIG系统控制方法，包括如下步骤：

对于DFIG机侧变流器控制：

A1.采集DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流、转速以及转子位置角，根据转子位置角通过坐标变换确定DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流以及定子磁链在定子静止α-β坐标系中的分量，进而计算出DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e；

A2.使给定的电磁转矩参考量T_eref和无功功率参考量Q_sref分别减去DFIG的电磁转矩T_e和输出无功功率Q_s，得到电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s；分别对电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s进行PIR（比例-积分-谐振）调节，得到电磁转矩滑模值S_Te和无功功率滑模值S_Qs；

A3.根据所述的电磁转矩滑模值S_Te和无功功率滑模值S_Qs通过滑模控制，计算得到转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量；

A4.对转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量进行Park变换，得到转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量；进而根据转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG机侧变流器进行控制；

对于DFIG网侧变流器控制：

B1.采集DFIG网侧变流器的三相进线电流和直流母线电压V_dc，通过坐标变换确定三相进线电流在定子静止α-β坐标系中的分量，进而计算出DFIG网侧变流器的输出有功功率P_g和输出无功功率Q_g；

B2.使给定的直流母线电压参考量V_dcref减去直流母线电压V_dc，得到直流母线电压误差量ΔV_dc；对直流母线电压误差量ΔV_dc进行PI调节，得到直流侧有功功率P_d；

B3.提取定子电压基波、定子电流基波和定子电流谐波分别在定子静止α-β坐标系中的分量；进而根据实际控制目标和直流侧有功功率P_d，计算出在该控制目标下DFIG网侧变流器的输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref；

B4.使输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref分别减去输出有功功率P_g和输出无功功率Q_g，得到有功功率误差量ΔP_g和无功功率误差量ΔQ_g；分别对有功功率误差量ΔP_g和无功功率误差量ΔQ_g进行PIR调节，得到有功功率滑模值S_Pg和无功功率滑模值S_Qg；

B5.根据所述的有功功率滑模值S_Pg和无功功率滑模值S_Qg通过滑模控制，计算得到网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量；进而根据网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG网侧变流器进行控制。

所述的步骤A1中，根据以下算式计算定子磁链在定子静止α-β坐标系中的分量：

ψ_sα＝L_sI_sα+L_mI_rα

ψ_sβ＝L_sI_sβ+L_mI_rβ

其中：Ψ_sα和Ψ_sβ分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_rα和I_rβ分别为三相转子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，L_s为DFIG的定子电感，L_m为DFIG的定转子互感。

所述的步骤A1中，根据以下算式计算DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e：

P_s＝-1.5(U_sαI_sα+U_sβI_sβ)   Q_s＝-1.5(U_sβI_sα-U_sαI_sβ)

$T_e=\frac{3p}{2}({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α}}{I}_{\mathrm{s\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\β}}{I}_{\mathrm{s\α}})$

其中：p为DFIG的极对数，Ψ_sα和Ψ_sβ分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。

所述的步骤A2中，根据以下算式对电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s进行PIR调节：

$S_{\mathrm{Te}}=(K_{\mathrm{sp}1}+\frac{K_{\mathrm{si}1}}{s}+\frac{K_{\mathrm{sr}1}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\ω}\right)}^2})\mathrm{\Δ}{T}_e$

$S_{\mathrm{Qs}}=(K_{\mathrm{sp}2}+\frac{K_{\mathrm{si}2}}{s}+\frac{K_{\mathrm{sr}2}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\ω}\right)}^2})\mathrm{\Δ}{Q}_s$

其中：s为拉普拉斯算子，K_sp1和K_sp2均为给定的比例系数，K_si1和K_si2均为给定的积分系数，K_sr1和K_sr2均为给定的谐振系数，ω=2πf，f=50Hz。

所述的步骤A3中，根据电磁转矩滑模值S_Te和无功功率滑模值S_Qs通过以下算式进行滑模控制：

U_rα＝(U_sα·C-ψ_sβ·D)/(U_sαψ_sα-U_sβψ_sβ)

U_rβ＝(U_sβ·C-ψ_sα·D)/(U_sαψ_sα-U_sβψ_sβ)

C＝σL_m[K_si1ΔT_e+K_Tesgn(S_Te)-pQ_s-1.5(A·ψ_sα-B·ψ_sβ)]/1.5p

D＝-σL_m[K_si2ΔQ_s+K_Qssgn(S_Qs)-ωP_s+1.5(A·U_sβ-B·U_sα)]/1.5p

A＝[-L_r(U_sα+ω_rψ_sβ)/L_m-ω_rσL_mI_sβ]/σL_m

B＝[-L_r(U_sβ-ω_rψ_sα)/L_m+ω_rσL_mI_sα]/σL_m

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Te}}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,S_{\mathrm{Te}}>0.05\\ S_{\mathrm{Te}}/0.05,-0.05\&le;S_{\mathrm{Te}}\&le;0.05\\ -1,S_{\mathrm{Te}}<-0.05\end{array}\right.$

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Qs}}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,S_{\mathrm{Qs}}>0.05\\ S_{\mathrm{Qs}}/0.05,-0.05\&le;S_{\mathrm{Qs}}\&le;0.05\\ -1,S_{\mathrm{Qs}}<-0.05\end{array}\right.$

其中：U_rα和U_rβ分别为转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，p为DFIG的极对数，Ψ_sα和Ψ_sβ分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，σ为DFIG的漏感系数且σ=1-(L_sL_r/L_m ²)，L_s和L_r分别为DFIG的定子电感和转子电感，L_m为DFIG的定转子互感，ω=2πf，f=50Hz，ω_r为DFIG的转速，K_si1和K_si2均为给定的积分系数，K_Τe和K_Qs均为给定的收敛控制系数。

所述的步骤B1中，根据以下算式计算DFIG网侧变流器的输出有功功率P_g和输出无功功率Q_g：

P_g＝-1.5(U_sαI_gα+U_sβI_gβ)   Q_g＝-1.5(U_sβI_gα-U_sαI_gβ)

其中：I_gα和I_gβ分别为三相进线电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。

所述的步骤B2中，根据以下算式对直流母线电压误差量ΔV_dc进行PI调节：

$P_d=(K_{\mathrm{vp}}+\frac{K_{\mathrm{vi}}}{s})\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{dc}}$

其中：s为拉普拉斯算子，K_vp和K_vi分别为给定的比例系数和积分系数。

所述的步骤B3中，根据以下算式提取定子电压基波、定子电流基波和定子电流谐波分别在定子静止α-β坐标系中的分量：

U_sαβm(t)＝[U_sαβ(t)+jU_sαβ(t-0.25T)]/2

I_sαβm(t)＝[I_sαβ(t)+jI_sαβ(t-0.25T)]/2

I_sαβn(t)＝I_sαβ(t)-I_sαβm(t)

其中：U_sαβm(t)=U_sαm(t)+jU_sβm(t)，U_sαβ(t)=U_sα(t)+jU_sβ(t)，U_sαβ(t-0.25T)=U_sα(t-0.25T)+jU_sβ(t-0.25T)，I_sαβm(t)=I_sαm(t)+jI_sβm(t)，I_sαβ(t)=I_sα(t)+jI_sβ(t)，I_sαβ(t-0.25T)=I_sα(t-0.25T)+jI_sβ(t-0.25T)，I_sαβn(t)=I_sαm(t)+jI_sβn(t)；U_sαm(t)和U_sβm(t)分别为t时刻定子电压基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα(t)和U_sβ(t)分别为t时刻三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα(t-0.25T)和U_sβ(t-0.25T)分别为t-0.25T时刻三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sαm(t)和I_sβm(t)分别为t时刻定子电流基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα(t)和I_sβ(t)分别为t时刻三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα(t-0.25T)和I_sβ(t-0.25T)分别为t-0.25T时刻三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sαn(t)和I_sβn(t)分别为t时刻定子电流谐波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，t为时间，T为基波周期且T=0.02s，j为虚数单位。

所述的步骤B3中，若实际控制目标为保证DFIG系统输出电流正弦，则根据以下算式计算在该控制目标下DFIG网侧变流器的输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref：

P_gref＝[P_d·x-Q_d·y]/U²+1.5(U_sαI_sαn+U_sβI_sβn)

Q_gref＝[P_d·y+Q_d·x]/U²+1.5(U_sβI_sαn+U_sαI_sβn)

x＝U_sαU_sαm+U_sβU_sβm y＝U_sαmU_sβ-U_sαU_sβm 

其中：U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，Q_d为给定的网侧输出无功功率，I_sαn和I_sβn分别为定子电流谐波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sαm和U_sβm分别为定子电压基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量；

若实际控制目标为保证DFIG系统输出功率平稳，则根据以下算式计算在该控制目标下DFIG网侧变流器的输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref：

P_gref＝P_d-P_sn Q_gref＝Q_d

P_sn＝P_s+1.5(U_sαmI_sαm+U_sβmI_sβm)

其中：I_sαm和I_sβm分别为定子电流基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。

所述的步骤B4中，根据以下算式对有功功率误差量ΔP_g和无功功率误差量ΔQ_g进行PIR调节：

$S_{\mathrm{Pg}}=(K_{\mathrm{gp}1}+\frac{K_{\mathrm{gi}1}}{s}+\frac{K_{\mathrm{gr}1}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\&omega;}\right)}^2})\mathrm{\&Delta;}{P}_g$

$S_{\mathrm{Qg}}=(K_{\mathrm{gp}2}+\frac{K_{\mathrm{gi}2}}{s}+\frac{K_{\mathrm{gr}2}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\&omega;}\right)}^2})\mathrm{\&Delta;}{Q}_g$

其中：s为拉普拉斯算子，K_gp1和K_gp2均为给定的比例系数，K_gi1和K_gi2均为给定的积分系数，K_gr1和K_gr2均为给定的谐振系数，ω=2πf，f=50Hz。

所述的步骤B5中，根据有功功率滑模值S_Pg和无功功率滑模值S_Qg通过以下算式进行滑模控制：

U_gα＝ρ(EU_sα-FU_sβ) U_gβ＝ρ(EU_sβ+FU_sβ)

$E=1.5L_g[K_{\mathrm{gi}1}\mathrm{\&Delta;}{P}_g+K_{\mathrm{Pg}}\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Pg}}\right)+R_g{P}_g/L_g+\mathrm{\&omega;}{Q}_g]+\frac{1}{\mathrm{\&rho;}}$

F＝-1.5L_g[K_gi2ΔQ_g+K_Qgsgn(S_Qg)+R_gQ_g/L_g-ωP_g]

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Pg}}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,S_{\mathrm{Pg}}>0.05\\ S_{\mathrm{Pg}}/0.05,-0.05\&le;S_{\mathrm{Pg}}\&le;0.05\\ -1,S_{\mathrm{Pg}}<-0.05\end{array}\right.$

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Qg}}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,S_{\mathrm{Qg}}>0.05\\ S_{\mathrm{Qg}}/0.05,-0.05\&le;S_{\mathrm{Qg}}\&le;0.05\\ -1,S_{\mathrm{Qg}}<-0.05\end{array}\right.$

其中：U_gα和U_gβ分别为网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，K_gi1和K_gi2均为给定的积分系数，K_Pg和K_Qg均为给定的收敛控制系数，L_g为DFIG网侧变流器的进线电感，R_g为DFIG网侧变流器进线电感的内阻，ω=2πf，f=50Hz。

本发明无需进行复杂的负序及各次谐波分量提取，也无需进行复杂的电流参考值计算和电网电压相位的估计，能够大大减少控制延时，增强系统的快速性及稳定性。此外，本发明能够在保证平稳的电磁转矩的同时，还可根据不同需求而确保系统输出电流正弦且对称，或者平稳的系统输出有功、无功功率，从而有效提高DFIG风电系统在弱电网电压条件下的运行控制性能，确保电能质量和电力系统的稳定性及安全。本发明采用基于谐振滑模控制技术，其中滑模面通过比例-积分-谐振形式构造，谐振频率为六倍频的谐振项可消除电网电压中5、7次谐波分量对控制精度的不利影响。所有的闭环调节过程中均无需进行电网电压，定子电流或者转子电流的负序及各次谐波分量提取。

本发明的有益技术效果在于：相比传统控制方法大为简化，由于采用直接转矩/功率控制而能够直接对电机电磁转矩和无功功率、网侧变流器输出的有功功率和无功功率进行控制，且消除了复杂的负序及各次谐波分量提取、转子电流参考值计算步骤和电网电压相位的估计，故而不会引入分解延时，节省了软件空间。基于谐振的滑模控制可消除电机电磁转矩、无功功率及网侧变流器有功功率、无功功率中由于电网电压谐波所引入的负面影响，从而达到稳定的输出，较小的稳态误差以及较好的动态响应特性，进而达到预期控制效果。

采用本发明方法可在弱电网电压条件下实现DFIG发电系统的增强控制，能有效提高该类发电系统电网故障下的不间断运行能力。本发明方法适用于除DFIG风电系统之外的其他采用高频开关自关断器件构成的各类形式PWM控制的三相或者单相逆变装置，柔性输电系统的电力电子逆变装置即以电力调速传动中的双馈电动/发电机变流装置的有效控制。

附图说明

图1为现有DFIG系统控制方法的原理流程示意图。

图2为现有DFIG系统控制方法中正负序和各次谐波提取的原理流程示意图。

图3为本发明DFIG系统控制方法的原理示意图。

图4(a)为DFIG系统在本发明方法控制的电网三相电压波形图。

图4(b)为DFIG系统在本发明方法控制的三相输入电流波形图。

图4(c)为DFIG系统在本发明方法控制的电机转子电流波形图。

图4(d)为DFIG系统在本发明方法控制的输入有功功率波形图。

图4(e)为DFIG系统在本发明方法控制的输入无功功率波形图。

图4(f)为DFIG系统在本发明方法控制的电机电磁转矩波形图。

图4(g)为DFIG系统在本发明方法控制的直流母线电压波形图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明DFIG系统控制方法进行详细说明。

本实施例中，所要控制的DFIG发电系统参数如表1所示：

表1

如图3所示，一种基于谐振滑模的DFIG系统控制方法，包括如下步骤：

对于DFIG机侧变流器1控制：

A1.利用霍尔电压传感器22采集DFIG的三相定子电压U_sa～U_sc，利用霍尔电流传感器23采集DFIG的三相定子电流I_sa～I_sc和三相转子电流I_ra～I_rc；利用光电编码器5检测DFIG的转速ω_r以及转子位置角θ_r。

首先，利用Clarke变换模块7分别对三相定子电压U_sa～U_sc和三相定子电流I_sa～I_sc进行Clarke变换，得到三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量U_sα和β轴分量U_sβ以及三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量I_sα和β轴分量I_sβ；Clarke变换的变换矩阵如下：

$T_{\mathrm{abc}/\mathrm{\&alpha;\&beta;}}=\sqrt{\frac{3}{2}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]$

同理，利用Clarke变换模块7先对三相转子电流I_ra～I_rc进行Clarke变换得到三相转子电流在转子静止α-β坐标系中的分量，然后再利用Park反变换模块21对三相转子电流在转子静止α-β坐标系中的分量进行Park反变换，得到三相转子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量I_rα和β轴分量I_rβ；Park反变换的变换矩阵如下：

$T=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_r& -\sin {\mathrm{\&theta;}}_r\\ \sin {\mathrm{\&theta;}}_r& \cos {\mathrm{\&theta;}}_r\end{array}\right]$

然后，根据以下算式计算定子磁链在定子静止α-β坐标系中的分量：

ψ_sα＝L_sI_sα+L_mI_rα   ψ_sβ＝L_sI_sβ+L_mI_rβ

其中：Ψ_sα和Ψ_sβ分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，L_s和L_r分别为DFIG的定子电感和转子电感，L_m为DFIG的定转子互感。本实施方式中，L_s=3.39969，L_r=3.40769，L_m=3.29772。

最后，利用功率转矩计算模块24根据以下算式计算出DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e：

P_s＝-1.5(U_sαI_sα+U_sβI_sβ)   Q_s＝-1.5(U_sβI_sα-U_sαI_sβ)

$T_e=\frac{3p}{2}({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}{I}_{\mathrm{s\&beta;}}-{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&beta;}}{I}_{\mathrm{s\&alpha;}})$

其中：p为DFIG的极对数，本实施方式中P=2。

A2.利用两个减法器使给定的电磁转矩参考量T_eref和无功功率参考量Q_sref分别减去DFIG的电磁转矩T_e和输出无功功率Q_s，得到电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s；本实施方式中，T_eref=0，Q_sref=1.0。

利用两个PIR调节器17根据下式分别对电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s进行PIR调节，得到电磁转矩滑模值S_Te和无功功率滑模值S_Qs；

$S_{\mathrm{Te}}=(K_{\mathrm{sp}1}+\frac{K_{\mathrm{si}1}}{s}+\frac{K_{\mathrm{sr}1}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\&omega;}\right)}^2})\mathrm{\&Delta;}{T}_e$

$S_{\mathrm{Qs}}=(K_{\mathrm{sp}2}+\frac{K_{\mathrm{si}2}}{s}+\frac{K_{\mathrm{sr}2}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\&omega;}\right)}^2})\mathrm{\&Delta;}{Q}_s$

其中：s为拉普拉斯算子，K_sp1和K_sp2均为给定的比例系数，K_si1和K_si2均为给定的积分系数，K_sr1和K_sr2均为给定的谐振系数，ω=2πf，f=50Hz；本实施方式中，K_sp1=K_sp2=1，K_si1=0.002，K_si2=0.002，K_sr1=0.02，K_sr2=0.06。

A3.利用滑模控制器25根据电磁转矩滑模值S_Te和无功功率滑模值S_Qs通过以下算式进行滑模控制，计算得到转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量U_rα～U_rβ；

U_rα＝(U_sα·C-ψ_sβ·D)/(U_sαψ_sα-U_sβψ_sβ)

U_rβ＝(U_sβ·C-ψ_sα·D)/(U_sαψ_sα-U_sβψ_sβ)

C＝σL_m[K_si1ΔT_e+K_Tesgn(S_Te)-pQ_s-1.5(A·ψ_sα-B·ψ_sβ)]/1.5p

D＝-σL_m[K_si2ΔQ_s+K_Qssgn(S_Qs)-ωP_s+1.5(A·U_sβ-B·U_sα)]/1.5p

A＝[-L_r(U_sα+ω_rψ_sβ)/L_m-ω_rσL_mI_sβ]/σL_m

B＝[-L_r(U_sβ-ω_rψ_sα)/L_m+ω_rσL_mI_sα]/σL_m

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Te}}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,S_{\mathrm{Te}}>0.05\\ S_{\mathrm{Te}}/0.05,-0.05\&le;S_{\mathrm{Te}}\&le;0.05\\ -1,S_{\mathrm{Te}}<-0.05\end{array}\right.$

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Qs}}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,S_{\mathrm{Qs}}>0.05\\ S_{\mathrm{Qs}}/0.05,-0.05\&le;S_{\mathrm{Qs}}\&le;0.05\\ -1,S_{\mathrm{Qs}}<-0.05\end{array}\right.$

其中：U_rα和U_rβ分别为转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，σ为DFIG的漏感系数且σ=1-(L_sL_r/L_m ²)，L_s和L_r分别为DFIG的定子电感和转子电感，K_Τe和K_Qs均为给定的收敛控制系数。本实施方式中，K_Τe=1.5，K_Qs=3.0。

A4.利用Park变换模块26对转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量U_rα～U_rβ进行Park变换，得到转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量V_rα～V_rβ；Park变换的变换矩阵如下：

$T=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_r& \sin {\mathrm{\&theta;}}_r\\ -\sin {\mathrm{\&theta;}}_r& \cos {\mathrm{\&theta;}}_r\end{array}\right]$

进而根据转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量V_rα～V_rβ，利用SVPWM调制模块27通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号S_a～S_c以对DFIG机侧变流器1中的功率开关器件进行开关控制。

对于DFIG网侧变流器2控制：

B1.首先，利用霍尔电流传感器23采集DFIG网侧变流器的三相进线电流I_ga～I_gc，利用霍尔电压传感器22采集直流母线电压V_dc，

然后，利用Clarke变换模块7对三相进线电流I_ga～I_gc进行Clarke变换，得到三相进线电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量I_gα和β轴分量I_gβ；

最后，利用功率转矩计算模块28根据以下算式计算出DFIG网侧变流器2的输出有功功率P_g和输出无功功率Q_g；

P_g＝-1.5(U_sαI_gα+U_sβI_gβ)   Q_g＝-1.5(U_sβI_gα-U_sαI_gβ)

B2.利用减法器使给定的直流母线电压参考量V_dcref减去直流母线电压V_dc，得到直流母线电压误差量ΔV_dc；本实施方式中，V_dcref=1.739。

利用PI调节器20根据以下算式式对直流母线电压误差量ΔV_dc进行PI调节，得到直流侧有功功率P_d；

$P_d=(K_{\mathrm{vp}}+\frac{K_{\mathrm{vi}}}{s})\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{dc}}$

其中：K_vp和K_vi分别为给定的比例系数和积分系数；本实施方式中，K_vp=5，K_vi=0.02。

B3.利用电压电流提取模块29根据以下算式提取定子电压基波、定子电流基波和定子电流谐波分别在定子静止α-β坐标系中的分量；

U_sαβm(t)＝[U_sαβ(t)+jU_sαβ(t-0.25T)]/2

I_sαβm(t)＝[I_sαβ(t)+jI_sαβ(t-0.25T)]/2

I_sαβn(t)＝I_sαβ(t)-I_sαβm(t)

其中：U_sαβm(t)=U_sαm(t)+jU_sβm(t)，U_sαβ(t)=U_sα(t)+jU_sβ(t)，U_sαβ(t-0.25T)=U_sα(t-0.25T)+jU_sβ(t-0.25T)，I_sαβm(t)=I_sαm(t)+jI_sβm(t)，I_sαβ(t)=I_sα(t)+jI_sβ(t)，I_sαβ(t-0.25T)=I_sα(t-0.25T)+jI_sβ(t-0.25T)，I_sαβn(t)=I_sαm(t)+jI_sβn(t)；U_sαm(t)和U_sβm(t)分别为t时刻定子电压基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα(t)和U_sβ(t)分别为t时刻三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα(t-0.25T)和U_sβ(t-0.25T)分别为t-0.25T时刻三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sαm(t)和I_sβm(t)分别为t时刻定子电流基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα(t)和I_sβ(t)分别为t时刻三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα(t-0.25T)和I_sβ(t-0.25T)分别为t-0.25T时刻三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sαn(t)和I_sβn(t)分别为t时刻定子电流谐波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，t为时间，T为基波周期且T=0.02s，j为虚数单位。

然后，利用谐波功率计算模块30根据以下算式计算定子谐波有功功率P_sn：

P_sn＝P_s+1.5(U_sαmI_sαm+U_sβmI_sβm)

其中：I_sαm和I_sβm分别为定子电流基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sαm和U_sβm分别为定子电压基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。

最后，根据实际控制目标，利用参考功率计算模块31计算出在该控制目标下DFIG网侧变流器的输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref；

若实际控制目标为保证DFIG系统输出电流正弦，则根据以下算式计算在该控制目标下DFIG网侧变流器的输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref：

P_gref＝[P_d·x-Q_d·y]/U²+1.5(U_sαI_sαn+U_sβI_sβn)

Q_gref＝[P_d·y+Q_d·x]/U²+1.5(U_sβI_sαn+U_sαI_sβn)

x＝U_sαU_sαm+U_sβU_sβm   y＝U_sαmU_sβ-U_sαU_sβm

其中：Q_d为给定的网侧输出无功功率，I_sαn和I_sβn分别为定子电流谐波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量；本实施方式中，Q_d=0.5。

若实际控制目标为保证DFIG系统输出功率平稳，则根据以下算式计算在该控制目标下DFIG网侧变流器的输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref：

P_gref＝P_d-P_sn Q_gref＝Q_d

B4.利用两个减法器使输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref分别减去输出有功功率P_g和输出无功功率Q_g，得到有功功率误差量ΔP_g和无功功率误差量ΔQ_g；

然后，利用两个PIR调节器17根据以下算式分别对有功功率误差量ΔP_g和无功功率误差量ΔQ_g进行PIR调节，得到有功功率滑模值S_Pg和无功功率滑模值S_Qg；

$S_{\mathrm{Pg}}=(K_{\mathrm{gp}1}+\frac{K_{\mathrm{gi}1}}{s}+\frac{K_{\mathrm{gr}1}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\&omega;}\right)}^2})\mathrm{\&Delta;}{P}_g$

$S_{\mathrm{Qg}}=(K_{\mathrm{gp}2}+\frac{K_{\mathrm{gi}2}}{s}+\frac{K_{\mathrm{gr}2}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\&omega;}\right)}^2})\mathrm{\&Delta;}{Q}_g$

其中：K_gp1和K_gp2均为给定的比例系数，K_gi1和K_gi2均为给定的积分系数，K_gr1和K_gr2均为给定的谐振系数；本实施方式中，K_gp1=K_gp2=1，K_gi1=K_gi2=0.01，K_gr1=K_gr2=0.01。

B5.利用滑模控制器32根据所述的有功功率滑模值S_Pg和无功功率滑模值S_Qg通过滑模控制，过以下算式计算得到网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量U_gα～U_gβ；

U_gα＝ρ(EU_sα-FU_sβ)   U_gβ＝ρ(EU_sβ+FU_sβ)

$E=1.5L_g[K_{\mathrm{gil}}\mathrm{\&Delta;}{P}_g+K_{\mathrm{Pg}}\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Pg}}\right)+R_g{P}_g/L_g+\mathrm{\&omega;}{Q}_g]+\frac{1}{\mathrm{\&rho;}}$

F＝-1.5L_g[K_gi2ΔQ_g+K_Qgsgn(S_Qg)+R_gQ_g/L_g-ωP_g]

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Pg}}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,S_{\mathrm{Pg}}>0.05\\ S_{\mathrm{Pg}}/0.05,-0.05\&le;S_{\mathrm{Pg}}\&le;0.05\\ -1,S_{\mathrm{Pg}}<-0.05\end{array}\right.$

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Qg}}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,S_{\mathrm{Qg}}>0.05\\ S_{\mathrm{Qg}}/0.05,-0.05\&le;S_{\mathrm{Qg}}\&le;0.05\\ -1,S_{\mathrm{Qg}}<-0.05\end{array}\right.$

其中：U_gα和U_gβ分别为网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，K_Pg和K_Qg均为给定的收敛控制系数，L_g为DFIG网侧变流器的进线电感，R_g为DFIG网侧变流器进线电感的内阻；本实施方式中，L_g=0.33289，R_g=0.00420，K_Pg=K_Qg=1.5。

进而利用SVPWM调制模块27根据网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号H_a～H_c以对DFIG网侧变流器2中的功率开关器件进行开关控制。

图4为DFIG系统在本实施方式控制下的系统运行波形图，0s～0.1s内为理想电网，在0.1s～0.3s内电网含5%不平衡和5%5次谐波污染。从图中可见，0.1s电网情况变化之后，DFIG的电磁转矩在0.1s后趋于平稳。

在0.1s～0.2s内，系统控制目标为输出有功功率及无功功率平稳无脉动。由图可见，在该时间段内，系统输出有功及无功功率中的二倍频及六倍频波动得以有效抑制，输出有功及无功功率可保持恒定。

在0.2s～0.3s内，系统控制目标为输出三相电流正弦且保持平衡。由图可见，在该时间段内，系统输出三相电流中的不平衡及5、7次谐波分量均得以有效抑制，输出电流正弦且平衡。

采用本实施方式之后，由于消除了复杂的负序及各次谐波分量的提取以及电流参考值计算步骤和电网电压相位的估计，因此降低了控制系统软件复杂程度，节省了计算时间节省和软件空间。由于采用滑模控制器，使得系统的动态性能也有了一定的提升。

Claims (6)

1.一种基于谐振滑模的DFIG系统控制方法，包括如下步骤：

对于DFIG机侧变流器控制：

A1.采集DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流、转速以及转子位置角，根据转子位置角通过坐标变换确定DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流以及定子磁链在定子静止α-β坐标系中的分量，进而计算出DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e；

A2.使给定的电磁转矩参考量T_eref和无功功率参考量Q_sref分别减去DFIG的电磁转矩T_e和输出无功功率Q_s，得到电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s；根据以下算式分别对电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s进行PIR调节，得到电磁转矩滑模值S_Te和无功功率滑模值S_Qs；

$S_{\mathrm{Te}}=(K_{\mathrm{sp}1}+\frac{K_{\mathrm{si}1}}{s}+\frac{K_{\mathrm{sr}1}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\&omega;}\right)}^2})\mathrm{\&Delta;}{T}_e$

$S_{\mathrm{Qs}}=(K_{\mathrm{sp}2}+\frac{K_{\mathrm{si}2}}{s}+\frac{K_{\mathrm{sr}2}s}{s^2+{\left(69\mathrm{\&omega;}\right)}^2})\mathrm{\&Delta;}{Q}_s$

其中：s为拉普拉斯算子，K_sp1和K_sp2均为给定的比例系数，K_si1和K_si2均为给定的积分系数，K_sr1和K_sr2均为给定的谐振系数，ω＝2πf，f＝50Hz；

A3.根据所述的电磁转矩滑模值S_Te和无功功率滑模值S_Qs通过以下滑模控制算法，计算得到转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量；

U_rα＝(U_sα·C-ψ_sβ·D)/(U_sαψ_sα-U_sβψ_sβ)

U_rβ＝(U_sβ·C-ψ_sα·D)/(U_sαψ_sα-U_sβψ_sβ)

C＝σL_m[K_si1ΔT_e+K_Tesgn(S_Te)-pQ_s-1.5(A·ψ_sα-B·ψ_sβ)]/1.5p

D＝-σL_m[K_si2ΔQ_s+K_Qssgn(S_Qs)-ωP_s+1.5(A·U_sβ-B·U_sα)]/1.5p

A＝[-L_r(U_sα+ω_rψ_sβ)/L_m-ω_rσL_mI_sβ]/σL_m

B＝[-L_r(U_sβ-ω_rψ_sα)/L_m+ω_rσL_mI_sα]/σL_m

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Te}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& S_{\mathrm{Te}}>0.05\\ S_{\mathrm{Te}}/0.05,& -0.05\&le;S_{\mathrm{Te}}\&le;0.05\\ -1,& S_{\mathrm{Te}}<-0.05\end{array}\right.$

$\mathrm{sgn}\left(s_{\mathrm{Qs}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& S_{\mathrm{Qs}}>0.05\\ S_{\mathrm{Qs}}/0.05,& -0.05\&le;S_{\mathrm{Qs}}\&le;0.05\\ -1,& S_{\mathrm{Qs}}<-0.05\end{array}\right.$

其中：U_rα和U_rβ分别为转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，p为DFIG的极对数，Ψ_sα和Ψ_sβ分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，σ为DFIG的漏感系数且σ＝1-(L_sL_r/L_m ²)，L_s和L_r分别为DFIG的定子电感和转子电感，L_m为DFIG的定转子互感，ω_r为DFIG的转速，K_Τe和K_Qs均为给定的收敛控制系数；

A4.对转子电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量进行Park变换，得到转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量；进而根据转子电压指令在转子静止α-β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG机侧变流器进行控制；

对于DFIG网侧变流器控制：

B1.采集DFIG网侧变流器的三相进线电流和直流母线电压V_dc，通过坐标变换确定三相进线电流在定子静止α-β坐标系中的分量，进而计算出DFIG网侧变流器的输出有功功率P_g和输出无功功率Q_g；

B2.使给定的直流母线电压参考量V_dcref减去直流母线电压V_dc，得到直流母线电压误差量ΔV_dc；对直流母线电压误差量ΔV_dc进行PI调节，得到直流侧有功功率P_d；

B3.提取定子电压基波、定子电流基波和定子电流谐波分别在定子静止α-β坐标系中的分量；进而根据实际控制目标和直流侧有功功率P_d，计算出在该控制目标下DFIG网侧变流器的输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref；

B4.使输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref分别减去输出有功功率P_g和输出无功功率Q_g，得到有功功率误差量ΔP_g和无功功率误差量ΔQ_g；根据以下算式分别对有功功率误差量ΔP_g和无功功率误差量ΔQ_g进行PIR调节，得到有功功率滑模值S_Pg和无功功率滑模值S_Qg；

$S_{\mathrm{Pg}}=(K_{\mathrm{gp}1}+\frac{K_{\mathrm{gi}1}}{s}+\frac{K_{\mathrm{gr}1}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\&omega;}\right)}^2})\mathrm{\&Delta;}{P}_g$

$S_{\mathrm{Qg}}=(K_{\mathrm{gp}2}+\frac{K_{\mathrm{gi}2}}{s}+\frac{K_{\mathrm{gr}2}s}{s^2+{\left(6\mathrm{\&omega;}\right)}^2})\mathrm{\&Delta;}{Q}_g$

其中：K_gp1和K_gp2均为给定的比例系数，K_gi1和K_gi2均为给定的积分系数，K_gr1和K_gr2均为给定的谐振系数；

B5.根据所述的有功功率滑模值S_Pg和无功功率滑模值S_Qg通过以下滑模控制算法，计算得到网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量；

U_gα＝ρ(EU_sα-FU_sβ) U_gβ＝ρ(EU_sβ+FU_sβ) 

$E={1.5L}_g[K_{\mathrm{gi}1}\mathrm{\&Delta;}{P}_g+K_{\mathrm{Pg}}\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Pg}}\right)+R_g{P}_g/L_g+\mathrm{\&omega;}{Q}_g]+\frac{1}{\mathrm{\&rho;}}$

F＝-1.5L_g[K_gi2ΔQ_g+K_Qgsgn(S_Qg)+R_gQ_g/L_g-ωP_g]

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Pg}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& S_{\mathrm{Pg}}>0.05\\ S_{\mathrm{Pg}}/0.05,& -0.05\&le;S_{\mathrm{Pg}}\&le;0.05\\ -1,& S_{\mathrm{Pg}}<-0.05\end{array}\right.$

$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Qg}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& S_{\mathrm{Qg}}>0.05\\ S_{\mathrm{Qg}}/0.05,& -0.05\&le;S_{\mathrm{Qg}}\&le;0.05\\ -1,& S_{\mathrm{Qg}}<-0.05\end{array}\right.$

其中：U_gα和U_gβ分别为网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，K_Pg和K_Qg均为给定的收敛控制系数，L_g为DFIG网侧变流器的进线电感，R_g为DFIG网侧变流器进线电感的内阻；

进而根据网侧电压指令在定子静止α-β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG网侧变流器进行控制。

2.根据权利要求1所述的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤A1中，根据以下算式计算定子磁链在定子静止α-β坐标系中的分量：

ψ_sα＝L_sI_sα+L_mI_rα

ψ_sβ＝L_sI_sβ+L_mI_rβ

其中：Ψ_sα和Ψ_sβ分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_rα和I_rβ分别为三相转子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，L_s为DFIG的定子电感，L_m为DFIG的定转子互感。

3.根据权利要求1所述的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤A1中，根据以下算式计算DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e：

P_s＝-1.5(U_sαI_sα+U_sβI_sβ) Q_s＝-1.5(U_sβI_sα-U_sαI_sβ)

$T_e=\frac{3p}{2}({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}{I}_{\mathrm{s\&beta;}}-{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&beta;}}{I}_{\mathrm{s\&alpha;}})$

其中：p为DFIG的极对数，Ψ_sα和Ψ_sβ分别为定子磁链在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。

4.根据权利要求1所述的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤B1中，根据以下算式计算DFIG网侧变流器的输出有功功率P_g和输出无功功率Q_g：

P_g＝-1.5(U_sαI_gα+U_sβI_gβ) Q_g＝-1.5(U_sβI_gα-U_sαI_gβ)

其中：I_gα和I_gβ分别为三相进线电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。

5.根据权利要求1所述的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤B3中，根据以下算式提取定子电压基波、定子电流基波和定子电流谐波分别在定子静止α-β坐标系中的分量：

U_sαβm(t)＝[U_sαβ(t)+jU_sαβ(t-0.25T)]/2

I_sαβm(t)＝[I_sαβ(t)+jI_sαβ(t-0.25T)]/2

I_sαβn(t)＝I_sαβ(t)-I_sαβm(t)

其中：U_sαβm(t)＝U_sαm(t)+jU_sβm(t)，U_sαβ(t)＝U_sα(t)+jU_sβ(t)，U_sαβ(t-0.25T)＝U_sα(t-0.25T)+jU_sβ(t-0.25T)，I_sαβm(t)＝I_sαm(t)+jI_sβm(t)，I_sαβ(t)＝I_sα(t)+jI_sβ(t)，I_sαβ(t-0.25T)＝I_sα(t-0.25T)+jI_sβ(t-0.25T)，I_sαβn(t)＝I_sαm(t)+jI_sβn(t)；U_sαm(t)和U_sβm(t)分别为t时刻定子电压基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα(t)和U_sβ(t)分别为t时刻三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα(t-0.25T)和U_sβ(t-0.25T)分别为t-0.25T时刻三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sαm(t)和I_sβm(t)分别为t时刻定子电流基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα(t)和I_sβ(t)分别为t时刻三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα(t-0.25T)和I_sβ(t-0.25T)分别为t-0.25T时刻三相定子电流在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sαn(t)和I_sβn(t)分别为t时刻定子电流谐波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，t为时间，T为基波周期且T＝0.02s，j为虚数单位。

6.根据权利要求1所述的DFIG系统控制方法，其特征在于：所述的步骤B3中，若实际控制目标为保证DFIG系统输出电流正弦，则根据以下算式计算在该控制目标下DFIG网侧变流器的输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref：

P_gref＝[P_d·x-Q_d·y]/U²+1.5(U_sαI_sαn+U_sβI_sβn)

Q_gref＝[P_d·y+Q_d·x]/U²+1.5(U_sβI_sαn+U_sαI_sβn)

x＝U_sαU_sαm+U_sβU_sβm y＝U_sαmU_sβ-U_sαU_sβm 

其中：U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，Q_d为给定的网侧输出无功功率，I_sαn和I_sβn分别为定子电流谐波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sαm和U_sβm分别为定子电压基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量；

若实际控制目标为保证DFIG系统输出功率平稳，则根据以下算式计算在该控制目标下DFIG网侧变流器的输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref：

P_gref＝P_d-P_sn Q_gref＝Q_d

P_sn＝P_s+1.5(U_sαmI_sαm+U_sβmI_sβm)

其中：I_sαm和I_sβm分别为定子电流基波在定子静止α-β坐标系中的α轴分量和β轴分量。