CN101521481A - 一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法。通过一个比例调节器和两个谐振调节器组成的比例谐振调节器调节双馈异步发电机的定子电磁、无功功率以及网侧变换器的有功、无功功率，从而实现在无需进行任何正、负序电量分解的情况下对双馈异步发电机和网侧变换器的运行状况进行有效控制。采用本发明可实现双馈异步风力发电系统在电网不对称故障情况下的整体最优化控制效果，消除电网电压不对称引起的双馈异步风力发电系统总有功、无功功率、电磁转矩、直流母线电压波动，有效提高该系统在电网电压故障条件下的运行控制性能，确保供电电能质量和电力系统的运行稳定性及安全。

Description

一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法

技术领域

本发明涉及风力发电机的控制方法，特别是一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法。

背景技术

目前我国的风电技术大多停留在理想电网条件下的运行控制，由于实际电网经常有各类对称、不对称故障发生，因此必须开展电网故障下的运行控制研究并提出相应控制技术。现代大型风力发电系统主要有双馈异步发电机(DFIG)和永磁同步发电机两种类型，其中DFIG系统是当前的主流机型。近年来国际上DFIG机组控制技术的研究多集中在电网对称故障下的低电压穿越运行控制，但电网不对称故障更为频繁、几率更大，因此，DFIG故障运行研究已从对称故障向不对称故障延伸。在DFIG控制系统中若未曾考虑电网电压的不对称，很小的不对称电压将造成定子电流的高度不对称，致使定子绕组产生不对称发热，发电机产生转矩脉动，导致输入电网的有功、无功功率发生振荡。若风电机组相对电网容量足够大，这种缺乏不对称电网电压控制能力的风电机组不得不从电网中解列，以防引发后续的更大电网故障。但从电网安全角度又要求风电机组能承受最大达2％的稳态和相对较大瞬态不对称电压而不退出电网，这就要求风电机组能实现电网电压不对称故障穿越运行。目前，国内、外已经兴起了对这种不对称电网电压条件下DFIG发电机及相关励磁变频器控制方法与实施方案的研究。检索到DFIG风电机组不对称电网条件下运行控制的相关专利和研究文章有：

I.胡家兵，贺益康等.不对称电网电压条件下双馈异步风力发电系统的建模与控制.电力系统自动化，2007，31(14)：47-56.

II.L Xu，and Y.Wang，“Dynamic Modeling and Control of DFIG Based WindTurbines under Unbalanced Network Conditions，”IEEE Trans.Power System，Vol.22，No.1，pp.314-323，Feb.2007.

III.Lie Xu，“Coordinated control of DFIG′s rotor and grid side convertersduring network unbalance，”IEEE Trans.Power Electronics，vol.23，no.3，pp.1041-1049，May.2008.

IV.Abo-Khalil，A.G.，Dong-Choon Lee，and Jeong-Ik Jang，“Control ofback-to-back PWM converters for DFIG wind turbine systems under unbalancedgrid voltage，”in Proc.of ISIE 2007，pp.2637-2642，Jun.2007.

V.CARTWRIGHT P，XU L.System controller for e.g.wind powered doublyfed induction generator attached to wind turbine，has grid imbalance detector whichcontrols current to cancel imbalance in grid served by generators[Patent].PatentNumber：GB2420456-A.Date：20060524.Application Number：GB025662.Date：20041123.

不对称电网电压条件下，上述文献提出的方法都是基于对称分量理论的矢量控制方法。这些方法的核心思想是将转子电流分解为正序和负序分量，通过分别控制转子电流的正序和负序分量来间接控制DFIG 3的输出功率和电磁转矩，其原理可用图1来说明。DFIG 3的转子侧变换器1采用双比例积分调节器19分别对转子正、负序电流作独立控制；但为实现对正、负序转子电流的分别调节，必须首先获得反馈转子电流的正、负序分量，其处理过程是：利用二个三相电流霍尔传感器4分别采集DFIG3的三相定子电流I_sabc和转子电流信号I_rabc，利用一个三相电压霍尔传感器5采集三相定子电压信号U_sabc；采集得到的三相定、转子电流信号I_sabc和I_rabc，定子电压信号U_sabc分别经过静止三相到二相坐标变换模块6，得到包含正、负序分量的定子电压综合矢量U_sαβ和定、转子电流综合矢量I_sαβ和I_rαβ；其中U_sαβ、I_sαβ分别通过正、反转同步速旋转坐标变换模块13，14，得到在电网电压不对称条件下正、反转同步速旋转坐标系中含有直流量与两倍频2ω_s交流量之和的电压综合矢量

；I_rαβ分别通过正、反转转差速旋转坐标变换模块11，12，得到转子电流综合矢量

；然后采用2ω_s频率陷波器16(或低通滤波器、1/4电网电压基波周期延时等方法)来滤除

和

中2ω_s频率的交流成分，从而获得其正、负序分量

(直流量)。在此基础上，通过定子磁链观测器18获取转子电流指令值计算模块17和反馈补偿解耦模块15所需的定子磁链分量

，根据电网电压不对称条件下DFIG3不同的控制目标由转子电流指令值计算模块17计算获得转子电流指令

并与转子电流反馈信号

比较获得误差信号，然后分别在正、反转同步速旋转坐标系中采用比例积分器19对误差信号作比例-积分调节，调节得到信号经反馈补偿解耦模块15补偿解耦获得正、反转同步速旋转坐标系中的正、负序转子电压参考值

分别通过不同的旋转坐标变换模块9，10转换得到定子坐标系中的正、负序转子电压参考值，并相加后得到空间矢量脉宽调制SVPWM模块2的参考信号

，经过SVPWM模块2调制获得转子侧变换器1的开关信号以控制DFIG 3运行，实现不对称电网电压条件下DFIG 3正、负序转子电流在正、反转同步旋转坐标系中的独立闭环控制，达到所要求的控制目标。此外，该方法采用软件锁相环8电路对电网电压的频率和相位进行检测，转子位置采用编码器7测定，再通过微分器35计算速度，为定、转子电压、电流采集信号实现正、反转旋转坐标变换提供依据。

由上述分析过程可见，电网电压不对称条件下传统DFIG 3控制方法的实质是将不对称系统分解成正、负序对称分量系统后，再分别在正、反转同步旋转坐标系中实现d、q轴解耦控制。虽然转子正、负序电流在正、反转同步旋转坐标系中各自表现为直流量，分别采用两个PI调节器即可实现无静差独立跟踪控制，但控制实施的前提是已实现对采集转子电流的正、负序分离。图1所示传统控制方法中正、负序分离普遍采用了2ω_s频率陷波器16(或低通滤波器、1/4电网电压基波周期延时等方法)，分离中除引入延时外，控制系统带宽将受到影响，会造成动态跟踪误差，动态控制效果不理想。更有甚者，该电路无法区分电网电压是平衡还是不对称，如果DFIG 3运行在严格电网电压平衡状态下，控制系统仍将采用陷波器来分离转子变量，这将给系统正常控制带来了不必要的延时，严重影响了系统的动态控制性能。此外，由于传统DFIG 3控制方法仅有转子电流正序d、q轴分量和负序d、q轴分量四个可控量，因此只能在控制定子有功、无功功率平均值之外，再有选择地消除定子有功或者无功功率中的二倍频振荡，而不能同时消除定子有功、无功功率以及电磁转矩中的二倍频振荡，更无法顾及定子有功、无功功率以及电磁转矩中的基频振荡。

文献III和IV中提出利用GSC 28来补偿DFIG 3定子有功功率中的二倍频振荡分量，但是GSC 28的控制中同样需要采用正、负序分离和双比例积分调节器19，而且没有考虑GSC 28输出有功、无功功率中的基频频振荡，使得控制系统结构复杂、动态响应慢、不能达到预期的控制效果。

综上所述，亟需探索一种无需正负序分解、又能消除电网电压不对称引起的双馈异步风力发电系统总有功、无功功率、电磁转矩、直流母线电压波动的控制方法，以适应电网平衡与不对称条件下DFIG风电机组的运行控制。

发明内容

本发明的目的是提供一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法，该方法无需进行任何正、负序分解，免除了正、负序分解操作而引入控制延时，并且能消除电网电压不对称引起的双馈异步风力发电系统总有功、无功功率、电磁转矩、直流母线电压波动，从而有效提高双馈异步风电系统在电网电压故障条件下的运行控制性能，确保供电电能质量和电力系统的运行稳定性及安全。

本发明的技术解决方案，一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法，包括双馈异步风力发电系统中转子侧变换器RSC的不对称直接功率控制和网侧变换器GSC的不对称直接功率控制；通过对RSC的不对称直接功率控制消除双馈异步发电机DFIG定子电磁功率和无功功率中的基频ω_s和两倍频2ω_s振荡，保持DFIG的电磁转矩恒定；通过对GSC的不对称直接功率控制消除直流母线电压和GSC输出无功功率中的基频ω_s和两倍频2ω_s振荡，保持双馈异步风力发电系统向电网输出的总有功、无功功率恒定；

所述的RSC不对称直接功率控制，包括以下步骤；

(i)利用三相电压霍尔传感器采集双馈异步感应发电机DFIG三相定子电压信号U_sabc；利用第一三相电流霍尔传感器采集三相定子电流I_sabc，利用第二三相电流霍尔传感器采集转子三相电流信号I_rabc；

(ii)采集得到的三相定子电压信号U_sabc经过不对称锁相环检测得到电网或者定子电压中正序分量的角频率ω_s和相位θ_s；与此同时采用编码器检测DFIG的转子位置θ_r，再经过微分器计算转速ω_r；并通过减法器计算得到滑差角频率ω_slip＝ω_s-ω_r；

(iii)将采集得到的三相定子电压信号U_sabc，三相定子电流信号I_sabc分别经过第一静止三相到二相坐标变换模块，得到定子静止坐标系中包含正、负序分量的定子电压综合矢量U_sαβ，以及包含正、负序和零序分量的定子电流综合矢量I_sαβ；

(iv)将得到的定子静止坐标系中定子电压综合矢量U_sαβ、定子电流综合矢量I_sαβ经过定子有功、无功功率计算模块得到定子输出的瞬时有功功率信号P_s和无功功率信号Q_s；

(v)将采集得到的三相转子电流信号I_rabc通过正转转子速旋转坐标变换模块，得到转子速旋转坐标系中含正、负序和零序分量的转子电流综合矢量I_rαβ；

(vi)将得到的定子电流综合矢量I_sαβ和转子电流综合矢量I_rαβ经过定子电磁功率计算模块得到定子电磁功率信号P_es；

(vii)将定子电磁功率信号P_es和无功功率信号Q_s与其参考电磁功率信号

和无功功率信号

经过减法器计算得到电磁功率误差信号ΔP_es和无功功率误差信号ΔQ_s；

(viii)将得到的电磁功率误差信号ΔP_es和无功功率误差信号ΔQ_s通过第一比例谐振调节器调节；调节后的输出信号

经过第一反馈补偿解耦模块完成转子速旋转坐标系中交-直轴间的交叉解耦和动态反馈补偿，获取转子速旋转坐标系中的转子电压参考值

(ix)转子电压参考值

经过转差速旋转坐标变换模块，获得定子坐标系中转子电压参考值

作为空间矢量第一脉宽调制模块调制所需的转子电压参考信号，该信号经过空间矢量脉宽调制后获得控制DFIG运行的转子侧变换器的开关信号S_a1，S_b1，S_c1。

所述的GSC不对称直接功率控制，包括以下步骤：

(i)利用单相电压霍尔传感器采集直流母线电压信号V_dc；利用第三三相电流霍尔传感器采集GSC输出的流过滤波电感的三相电流信号I_gabc；

(ii)将采集得到的GSC三相输出电流信号I_gabc经过第二静止三相到二相坐标变换模块，得到静止坐标系中包含正、负序和零序分量的GSC电流综合矢量I_gαβ；

(iii)将得到的静止坐标系中定子电压综合矢量U_sαβ、GSC电流综合矢量I_gαβ经过GSC有功、无功功率计算模块得到GSC输出的瞬时有功功率信号P_g和无功功率信号Q_g；

(iv)将直流母线电压参考信号

与采集得到的直流母线电压信号V_dc经过减法器计算得到直流母线电压误差信号，利用第一比例积分调节器对得到的误差信号作比例-积分调节，调节输出信号经过GSC有功功率参考信号补偿模块得到GSC有功功率参考信号

(v)将GSC输出的有功功率信号P_g和无功功率信号Q_g与其参考有功功率信号和无功功率信号

经过减法器计算得到GSC输出有功误差信号ΔP_g和无功功率误差信号ΔQ_g；

(vi)将得到的有功误差信号ΔP_g和无功功率误差信号ΔQ_g通过第二比例谐振调节器调节；调节后的输出信号经过第二反馈补偿解耦模块完成同步速旋转坐标系中交-直轴间的交叉解耦和动态反馈补偿，获取同步速旋转坐标系中的GSC输出电压参考值

(vii)GSC输出电压参考值

经过同步速旋转坐标变换模块，获得的静止坐标系中GSC输出电压参考值

作为第二脉宽调制模块调制所需的GSC输出电压参考信号，该信号经过空间矢量脉宽调制后获得控制GSC运行的开关信号S_a2，S_b2，S_c2。

上述的RSC不对称直接功率控制中所述的采用不对称锁相环检测电网或者定子电压中正序分量的角频率ω_s和相位θ_s，步骤如下：

(i)利用锁相环的反馈相位信号

对三相定子电压信号U_sabc进行正转坐标变换，得到正转坐标系中含有直流量与两倍频2ω_s交流量之和的电压综合矢量U_sdq；

(ii)将得到的正转坐标系中电压综合矢量U_sdq的q轴分量U_sq经过第二比例积分调节器得到三相定子电压正序分量的频率ω_s；

(iii)将得到的频率信号ω_s经过积分器积分得到电压正序分量的相位信号θ_s；

(iv)U_sq经过第一两倍频2ω_s谐振调节器调节后的输出信号与电压正序分量的相位信号θ_s相加，得到锁相环的反馈相位信号

。

上述的RSC不对称直接功率控制和GSC不对称直接功率控制中所述的第一比例谐振调节器和第二比例谐振调节器分别包括一个比例控制器和两个角频率分别为基频ω_s和两倍频2ω_s的谐振调节器，其中比例控制器调节功率的平均值，角频率为ω_s的谐振调节器可抑制功率中的基频ω_s振荡，角频率为2ω_s的第二倍频2ω_s谐振调节器抑制功率中的两倍频2ω_s振荡。

本发明提出的控制方法比传统的正、负序双d、q解耦控制方法大为简化，消除了电流内环控制环节，可直接对输出功率实施控制，由于无需进行正、负序分解，不会因此引入分解延时，两个谐振调节器可抑制输出功率的振荡，从而获得稳定的输出、较小的稳态误差以及较好的动态响应特性。而且，通过对RSC和GSC的协调，可以消除电网电压不对称引起的双馈异步风力发电系统总有功、无功功率、电磁转矩、直流母线电压波动，实现该系统在电网不对称情况下的整体最优化控制效果。采用该方法可在不对称电网电压条件下实现发电系统的增强控制目标，有效提高该类风电系统电网故障下的不间断运行能力。

本发明方法适用于除DFIG风电系统之外的其他采用高频开关自关断器件构成的各类形式PWM控制的三相或单相逆变装置在平衡与不对称电网电压条件下的有效控制，如太阳能、燃料电池发电系统的并网逆变装置，柔性输电系统的电力电子逆变装置即以电力调速传动中的双馈电动机或发电机变流装置的有效控制。

附图说明

图1是不对称电网电压条件下双馈异步风力发电机传统控制方法的原理图。

图2是双馈异步风力发电机组的原理图。

图3是本发明的双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法的原理图。

图4是本发明的不对称软件锁相环的原理图。

图5是本发明的比例谐振调节器的原理图。

图6为电网电压瞬态不对称条件下的仿真效果图，图(A)为未采用本发明方法，图(B)采用本发明方法。图(A)和图(B)中，(a)DFIG定子三相电压(pu)；(b)DFIG定子三相电流(pu)；(c)DFIG转子三相电流(pu)；(d)DFIG定子输出有功功率(pu)；(e)GSC输出有功功率(pu)；(f)系统输出总有功功率(pu)；(g)DFIG定子输出无功功率(pu)；(h)GSC输出无功功率(pu)；(i)系统输出总无功功率(pu)；(j)DFIG电磁转矩(pu)；(k)直流母线电压(V)；

具体实施方式

下面结合附图对本发明进一步说明。

图2是双馈异步风力发电机组的原理图，包括风轮机、齿轮箱、双馈异步发电机DFIG 3、转子侧变换器RSC 1、网侧侧变换器GSC 28、滤波电感31、直流母线电容29和升压变压器。

双馈异步发电机DFIG 3通过升压变压器连接到电网、转子侧变换器RSC 1的输入端连接到双馈异步发电机DFIG 3的转子绕组、网侧侧变换器GSC 28的输入端通过滤波电感31连接到升压变压器，直流母线电容29连接在转子侧变换器RSC 1和网侧侧变换器GSC 28的输出端之间。

图3是本发明提出的一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法的原理图。以一台2MW商用变速恒频DFIG风电系统为例，采用本发明提出电网不对称时双馈异步风力发电系统的协调直接功率控制方法，其中左侧虚线框内是RSC 1的不对称直接功率控制，右侧虚线框内是GSC 28的不对称直接功率控制。通过对RSC 1的不对称直接功率控制消除DFIG 3定子电磁功率和无功功率中的基频ω_s和两倍频2ω_s振荡，保持双馈异步发电机DFIG 3的电磁转矩恒定；通过对GSC 28的不对称直接功率控制消除直流母线电压和GSC 28输出无功功率中的基频ω_s和两倍频2ω_s振荡，保持双馈异步风力发电系统向电网输出的总有功、无功功率恒定；

所述的RSC 1不对称直接功率控制，包括以下步骤：

(i)利用三相电压霍尔传感器5-1采集双馈异步感应发电机DFIG 3三相定子电压信号U_sabc；利用第一三相电流霍尔传感器4-1采集三相定子电流I_sabc，利用第二三相电流霍尔传感器4-2采集和转子电流信号I_rabc；

(ii)采集得到的三相定子电压信号U_sabc经过不对称锁相环8检测得到电网或者定子电压中正序分量的角频率ω_s和相位θ_s；与此同时采用编码器7检测DFIG的转子位置θ_r，再经过微分器35计算转速ω_r；并通过减法器计算得到滑差角频率ω_slip＝ω_s-ω_r；

(iii)将采集得到的三相定子电压信号U_sabc，三相定子电流信号I_sabc分别经过第一静止三相到二相坐标变换模块6-1，得到定子静止坐标系中包含正、负序分量的定子电压综合矢量U_sαβ，以及包含正、负序和零序分量的定子电流综合矢量I_sαβ；以定子电压为例，静止三相到二相坐标变换如下式表达

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{s\α}}\\ U_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{sa}}\\ U_{\mathrm{sb}}\\ U_{\mathrm{sc}}\end{array}\right];$

(iv)将得到的定子静止坐标系中定子电压综合矢量U_sαβ、定子电流综合矢量I_sαβ经过定子有功、无功功率计算模块22得到定子输出的瞬时有功功率信号P_s和无功功率信号Q_s；其计算方法如下式表达

$P_s+{\mathrm{jQ}}_s=U_{\mathrm{s\α\β}}\×\widehat{I_{\mathrm{s\α\β}}}=(U_{\mathrm{s\α}}{I}_{\mathrm{s\α}}+U_{\mathrm{s\β}}{I}_{\mathrm{s\β}})+j(U_{\mathrm{s\β}}{I}_{\mathrm{s\β}}-U_{\mathrm{s\α}}{I}_{\mathrm{s\β}})$

(v)将采集得到的三相转子电流信号I_rabc通过正转转子速旋转坐标变换模块26，得到转子速旋转坐标系中含正、负序和零序分量的转子电流综合矢量I_rαβ；正转转子速旋转坐标变换如下式表达

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{r\α}}\\ I_{\mathrm{r\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{cc}\cos \left({-\mathrm{\θ}}_r\right)& \sin \left({-\mathrm{\θ}}_r\right)\\ -\sin \left({-\mathrm{\θ}}_r\right)& \cos \left({-\mathrm{\θ}}_r\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{ra}}\\ I_{\mathrm{rb}}\\ I_{\mathrm{rc}}\end{array}\right]$

(vi)将得到的定子电流综合矢量I_sαβ和转子电流综合矢量I_rαβ经过定子电磁功率计算模块(27)得到定子电磁功率信号P_es；定子电磁功率P_es计算方法如下式表达

$P_{\mathrm{es}}={\mathrm{\ω}}_s{T}_e=\frac{3}{2}{\mathrm{\ω}}_s{L}_m(I_{\mathrm{s\β}}{I}_{\mathrm{r\α}}-I_{\mathrm{s\α}}{I}_{\mathrm{r\β}})$

其中，T_e为DFIG 3的电磁转矩。

(vii)将定子电磁功率信号P_es和无功功率信号Q_s与其参考电磁功率信号和无功功率信号

经过减法器计算得到电磁功率误差信号ΔP_es和无功功率误差信号ΔQ_s；

(viii)将得到的电磁功率误差信号ΔP_es和无功功率误差信号ΔQ_s通过第一比例谐振调节器21-1调节；比例谐振控制器21-1的频域表达式为

$C_{\mathrm{PR}}\left(s\right)=k_p+\frac{k_{r1}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c1}s+{\mathrm{\ω}}_s^2}+\frac{k_{r2}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c2}s+{\left({2\mathrm{\ω}}_s\right)}^2}$

其中，k_p，k_r1，k_r2为比例、谐振调节器的系数。调节后的输出信号

经过第一反馈补偿解耦模块15完成转子速旋转坐标系中交-直轴间的交叉解耦和动态反馈补偿，获取转子速旋转坐标系中的转子电压参考值

可用下式表达

$U_{\mathrm{rd}}^{+*}=V_{\mathrm{rd}}^{+}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}}(\frac{Q_s}{k_{\mathrm{\σ}}{U}_s}-\frac{L_r}{L_m}\frac{U_{\mathrm{sd}}}{{\mathrm{\ω}}_s})$

$U_{\mathrm{rq}}^{+*}=V_{\mathrm{rq}}^{+}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{slip}}\frac{P_{\mathrm{es}}}{k_{\mathrm{\σ}}{U}_s}$

其中

$U_{\mathrm{rd}}^{+*}={-C}_{\mathrm{PR}}\left(s\right)(P_{\mathrm{es}}^{*}-P_s)=-[k_p+\frac{k_{r1}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c1}s+{\mathrm{\ω}}_s^2}+\frac{k_{r2}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c2}s+{\left({2\mathrm{\ω}}_s\right)}^2}](P_{\mathrm{es}}^{*}-P_{\mathrm{es}})$

$U_{\mathrm{rq}}^{+*}=C_{\mathrm{PR}}\left(s\right)(Q_s^{*}-Q_s)=[k_p+\frac{k_{r1}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c1}s+{\mathrm{\ω}}_s^2}+\frac{k_{r2}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c2}s+{\left({2\mathrm{\ω}}_s\right)}^2}](Q_s^{*}-Q_s)$

(ix)转子电压参考值

经过转差速旋转坐标变换模块9，获得定子坐标系中转子电压参考值

作为空间矢量第一脉宽调制模块2-1调制所需的转子电压参考信号，该信号经过空间矢量脉宽调制后获得控制DFIG运行的RSC 1的开关信号S_a1，S_b1，S_c1。其中转差速旋转坐标变换9可用下式表示

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{r\α}}^{*}\\ U_{\mathrm{r\β}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)& \sin ({\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)\\ -\sin ({\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)& \cos ({\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_r)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{rd}}^{+*}\\ U_{\mathrm{rq}}^{+*}\end{array}\right]$

所述的GSC(28)不对称直接功率控制，包括以下步骤：

(i)利用单相电压霍尔传感器36采集直流母线电压信号V_dc；利用第三三相电流霍尔传感器4-3采集GSC 28输出的流过滤波电感31的三相电流信号I_gabc；

(ii)将采集得到的GSC 28三相输出电流信号I_gabc经过第二静止三相到二相坐标变换模块6-2，得到静止坐标系中包含正、负序和零序分量的GSC 28电流综合矢量I_gαβ；

(iii)将得到的静止坐标系中定子电压综合矢量U_sαβ、GSC 28电流综合矢量I_gαβ经过GSC 28有功、无功功率计算模块34得到GSC 28输出的瞬时有功功率信号P_g和无功功率信号Q_g；其计算方法如下式表达

$P_g+{\mathrm{jQ}}_g=\frac{3}{2}{U}_{\mathrm{s\α\β}}\×\widehat{I_{\mathrm{g\α\β}}}=(U_{\mathrm{s\α}}{I}_{\mathrm{g\α}}+U_{\mathrm{s\β}}{I}_{\mathrm{g\β}})+j(U_{\mathrm{s\β}}{I}_{\mathrm{g\β}}-U_{\mathrm{s\α}}{I}_{\mathrm{g\β}})$

(iv)将直流母线电压参考信号

与采集得到的直流母线电压信号V_dc经过减法器计算得到直流母线电压误差信号，利用第一比例积分调节器19对得到的误差信号作比例-积分调节，调节输出信号经过GSC 28有功功率参考信号补偿模块32得到GSC28有功功率参考信号

；其计算方法如下式表达

$P_g^{*}=C_{\mathrm{PI}}\left(s\right)(V_{\mathrm{dc}}^{*}-V_{\mathrm{dc}})+{\mathrm{\ω}}_r{T}_e-P_s$

其中比例积分器19的频域表达式C_PI(s)为

C_PI(s)＝k_p+k_i/s

其中，k_p，k_i为比例、积分调节器的系数。

(v)将GSC 28输出的有功功率信号P_g和无功功率信号Q_g与其参考有功功率信号

和无功功率信号

经过减法器计算得到GSC 28输出有功误差信号ΔP_g和无功功率误差信号ΔQ_g；

(vi)将得到的有功误差信号ΔP_g和无功功率误差信号ΔQ_g通过第二比例谐振调节器21-2调节；调节后的输出信号经过第二反馈补偿解耦模块33完成同步速旋转坐标系中交-直轴间的交叉解耦和动态反馈补偿，获取同步速旋转坐标系中的GSC 28输出电压参考值可用下式表达

$U_{\mathrm{cd}}^{+*}={-C}_{\mathrm{PR}}\left(s\right)(P_g^{*}-P_g)-\frac{2}{3}{\mathrm{\ω}}_s\frac{L_g}{U_{\mathrm{sd}}}{Q}_g+U_{\mathrm{sd}}$

$U_{\mathrm{cq}}^{+*}=C_{\mathrm{PR}}\left(s\right)(Q_g^{*}-Q_g)-\frac{2}{3}{\mathrm{\ω}}_s\frac{L_g}{U_{\mathrm{sd}}}{P}_g$

(vii)GSC 28输出电压参考值

经过同步速旋转坐标变换模块14，获得的静止坐标系中GSC 28输出电压参考值

作为空间矢量脉宽调制模块2调制所需的GSC输出电压参考信号，该信号经过第二脉宽调制模块2-2调制后获得控制GSC 28运行的开关信号S_a2，S_b2，S_c2。其中同步速旋转坐标变换模块14如下式表达

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{c\α}}^{*}\\ U_{\mathrm{c\β}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_s& \sin {\mathrm{\θ}}_s\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_s& \cos {\mathrm{\θ}}_s\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{cd}}^{+*}\\ U_{\mathrm{cq}}^{+*}\end{array}\right]$

参照图4，上述的RSC 1不对称直接功率控制中所述的采用不对称锁相环8检测电网或者定子电压中正序分量的角频率ω_s和相位θ_s，步骤如下：

(i)利用锁相环的反馈相位信号对三相定子电压信号U_sabc进行正转坐标变换23，得到正转坐标系中含有直流量与两倍频2ω_s交流量之和的电压综合矢量U_sdq；正转坐标变换如下式表达

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{sd}}\\ U_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_s^{\′}& \sin {\mathrm{\θ}}_s^{\′}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_s^{\′}& \cos {\mathrm{\θ}}_s^{\′}\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{sa}}\\ U_{\mathrm{sb}}\\ U_{\mathrm{sc}}\end{array}\right]$

(ii)将得到的正转坐标系中电压综合矢量U_sdq的q轴分量U_sq经过第二比例积分调节器(37)得到三相定子电压正序分量的频率ω_s；

(iii)将得到的频率信号ω_s经过积分器20积分得到电压正序分量的相位信号θ_s；

(iv)U_sq经过第一两倍频2ω_s谐振调节器24-1调节后的输出信号与电压正序分量的相位信号θ_s相加，得到锁相环的反馈相位信号。两倍频2ω_s谐振调节器24-1的频域表达式为

$C_R\left(s\right)=\frac{k_{r}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c2}s+{\left({2\mathrm{\ω}}_s\right)}^2}$

其中，k_r为谐振调节器的系数。

参照图5，上述的RSC 1不对称直接功率控制和GSC 28不对称直接功率控制中所述的第一比例谐振调节器21-1和第二比例谐振调节器21-2分别包括一个比例控制器26和两个角频率分别为基频ω_s和两倍频2ω_s的谐振调节器25、24-2，其中比例控制器26调节功率的平均值，角频率为ω_s的谐振调节器25可抑制功率中的基频ω_s振荡，角频率为2ω_s的第二倍频2ω_s谐振调节器24-2抑制功率中的两倍频2ω_s振荡。

参照图6(A)，若不采用本发明方法，则在电压不对称条件下(0.1-0.3s)，DFIG的定子有功、无功功率，电磁转矩，GSC输出有功、无功功率，系统输出总有功、无功功率，以及直流母线电压之中都出现明显的基频ω_s和两倍频2ω_s振荡，其中基频ω_s振荡由电压突变瞬间定子磁链中的直流分量引起，而两倍频2ω_s振荡则由电压中的负序分量引起；电压恢复正常(0.3s)之后，由于定子磁链中的直流分量仍然存在，DFIG的定子有功、无功功率，电磁转矩，GSC输出有功、无功功率，系统输出总有功、无功功率，以及直流母线电压之中的基频ω_s振荡仍然存在。

参照图6(B)，采用本发明方法之后，DFIG的定子无功功率、GSC输出无功功率、系统输出总无功功率、DFIG电磁转矩以及直流母线电压之中的基频ω_s和两倍频2ω_s振荡被很快抑制；但是定子有功功率中的基频ω_s和两倍频2ω_s振荡反而增大，此时通过控制GSC输出的有功功率对定子有功功率中的振荡分量进行补偿，从而使得整个风电系统向电网输出的总有功功率保持稳定；电压恢复正常(0.3s)之后，上述所有电量中的振荡分量都在短时间(0.03s)内减小至零，即定子磁链中的直流分量对系统的影响被完全抑制。通过图6(A)和图6(B)的对比，可见采用本发明的电网不对称时双馈异步风力发电系统的协调直接功率控制方法之后，实现了双馈异步风力发电系统在电网不对称故障情况下的整体最优化控制目标。

综上所述，本发明公开的一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法无需任何正、负序分解，结构简单，动态响应块，稳态性能好；在电网电压不对称的情况下，可以实现双馈异步风力发电系统向电网输出稳定的有功、功率；同时，在系统内部，可以抑制DFIG和直流母线电压的振荡，从而避免风电机组的机械系统和直流母线电容受到损坏。本方法可增强电网不对称故障情况下对风电机组的控制能力，实现了风电机组在电网故障下的穿越运行。

Claims (3)

1.一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法，其特征在于包括双馈异步风力发电系统中转子侧变换器RSC(1)的不对称直接功率控制和网侧变换器GSC(28)的不对称直接功率控制；通过对RSC(1)的不对称直接功率控制消除DFIG(3)定子电磁功率和无功功率中的基频ω_s和两倍频2ω_s振荡，保持双馈异步发电机DFIG(3)的电磁转矩恒定；通过对GSC(28)的不对称直接功率控制消除直流母线电压和GSC(28)输出无功功率中的基频ω_s和两倍频2ω_s振荡，保持双馈异步风力发电系统向电网输出的总有功、无功功率恒定；

所述的RSC(1)不对称直接功率控制，包括以下步骤：

(i)利用三相电压霍尔传感器(5-1)采集双馈异步感应发电机DFIG(3)三相定子电压信号U_sabc；利用第一三相电流霍尔传感器(4-1)采集三相定子电流I_sabc，利用第二三相电流霍尔传感器(4-2)采集三相转子电流信号I_rabc；

(ii)采集得到的三相定子电压信号U_sabc经过不对称锁相环(8)检测得到电网或者定子电压中正序分量的角频率ω_s和相位θ_s；与此同时采用编码器(7)检测DFIG的转子位置θ_r，再经过微分器(35)计算转速ω_r；并通过减法器计算得到滑差角频率ω_slip＝ω_s-ω_r；

(iii)将采集得到的三相定子电压信号U_sabc，三相定子电流信号I_sabc分别经过第一静止三相到二相坐标变换模块(6-1)，得到定子静止坐标系中包含正、负序分量的定子电压综合矢量U_sαβ，以及包含正、负序和零序分量的定子电流综合矢量I_sαβ；

(iv)将得到的定子静止坐标系中定子电压综合矢量U_sαβ、定子电流综合矢量I_sαβ经过定子有功、无功功率计算模块(22)得到定子输出的瞬时有功功率信号P_s和无功功率信号Q_s；

(v)将采集得到的三相转子电流信号I_rabc通过正转转子速旋转坐标变换模块(26)，得到转子速旋转坐标系中含正、负序和零序分量的转子电流综合矢量I_rαβ；

(vi)将得到的定子电流综合矢量I_sαβ和转子电流综合矢量I_rαβ经过定子电磁功率计算模块(27)得到定子电磁功率信号P_es；

(vii)将定子电磁功率信号P_es和无功功率信号Q_s与其参考电磁功率信号和无功功率信号

经过减法器计算得到电磁功率误差信号ΔP_es和无功功率误差信号ΔQ_s；

(viii)将得到的电磁功率误差信号ΔP_es和无功功率误差信号ΔQ_s通过第一比例谐振调节器(21-1)调节；调节后的输出信号

经过第一反馈补偿解耦模块(15)完成转子速旋转坐标系中交-直轴间的交叉解耦和动态反馈补偿，获取转子速旋转坐标系中的转子电压参考值

(ix)转子电压参考值经过转差速旋转坐标变换模块(9)，获得定子坐标系中转子电压参考值

作为空间矢量第一脉宽调制模块(2-1)调制所需的转子电压参考信号，该信号经过空间矢量脉宽调制后获得控制DFIG运行的转子侧变换器(1)的开关信号S_a1，S_b1，S_c1。

所述的GSC(28)不对称直接功率控制，包括以下步骤：

(i)利用单相电压霍尔传感器(36)采集直流母线电压信号V_dc；利用第三三相电流霍尔传感器(4-3)采集GSC(28)输出的流过滤波电感(31)的三相电流信号I_gabc；

(ii)将采集得到的GSC(28)三相输出电流信号I_gabc经过第二静止三相到二相坐标变换模块(6-2)，得到静止坐标系中包含正、负序和零序分量的GSC(28)电流综合矢量I_gαβ；

(iii)将得到的静止坐标系中定子电压综合矢量U_sαβ和GSC(28)电流综合矢量I_gαβ经过GSC(28)有功、无功功率计算模块(34)得到GSC(28)输出的瞬时有功功率信号P_g和无功功率信号Q_g；

(iv)将直流母线电压参考信号

与采集得到的直流母线电压信号V_dc经过减法器计算得到直流母线电压误差信号，利用第一比例积分调节器(19)对得到的误差信号作比例-积分调节，调节输出信号经过GSC(28)有功功率参考信号补偿模块(32)得到GSC(28)有功功率参考信号

；

(v)将GSC(28)输出的有功功率信号P_g和无功功率信号Q_g与其参考有功功率信号

和无功功率信号

经过减法器计算得到GSC(28)输出有功误差信号ΔP_g和无功功率误差信号ΔQ_g；

(vi)将得到的有功功率误差信号ΔP_g和无功功率误差信号ΔQ_g通过第二比例谐振调节器(21-2)调节；调节后的输出信号经过第二反馈补偿解耦模块(33)完成同步速旋转坐标系中交-直轴间的交叉解耦和动态反馈补偿，获取同步速旋转坐标系中的GSC(28)输出电压参考值

；

(vii)GSC(28)输出电压参考值

经过同步速旋转坐标变换模块(14)，获得的静止坐标系中GSC(28)输出电压参考值作为第二脉宽调制模块(2-2)调制所需的GSC输出电压参考信号，该信号经过空间矢量脉宽调制后获得控制GSC(28)运行的开关信号S_a2，S_b2，S_c2。

2.根据权利要求1所述的一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法，其特征在于RSC(1)不对称直接功率控制中所述的采用不对称锁相环(8)检测电网或者定子电压中正序分量的角频率ω_s和相位θ_s，步骤如下：

(i)利用锁相环的反馈相位信号

对三相定子电压信号U_sabc进行正转坐标变换(23)，得到正转坐标系中含有直流量与两倍频2ω_s交流量之和的电压综合矢量U_sdq；

(ii)将得到的正转坐标系中电压综合矢量U_sdq的q轴分量U_sq经过第二比例积分调节器(37)得到三相定子电压正序分量的频率ω_s；

(iii)将得到的频率信号ω_s经过积分器(20)积分得到电压正序分量的相位信号θ_s；

(iv)U_sq经过第一两倍频2ω_s谐振调节器(24-1)调节后的输出信号与电压正序分量的相位信号θ_s相加，得到锁相环的反馈相位信号

。

3.根据权利要求1所述的一种双馈异步风力发电系统不对称协调直接功率控制方法，其特征在于RSC(1)不对称直接功率控制和GSC(28)不对称直接功率控制中所述的第一比例谐振调节器(21-1)和第二比例谐振调节器(21-2)分别包括一个比例控制器(26)和两个角频率分别为基频ω_s和两倍频2ω_s的谐振调节器(25、24-2)，其中比例控制器(26)调节功率的平均值，角频率为ω_s的谐振调节器(25)可抑制功率中的基频ω_s振荡，角频率为2ω_s的第二倍频2ω_s谐振调节器(24-2)抑制功率中的两倍频2ω_s振荡。

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