CN101557190A - 不平衡电网电压下双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明所设计的双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法通过将传统的PI调节器改为PIR调节器，并将PIR调节器中的设定频率ω_c设定为二倍同步旋转角速度ω_s，即可实现对前向通道输入信号中频率为零和二倍频分量的零静差跟踪，以及对于频率为零和二倍频的干扰的完全衰减。从而，降低了因电网电压不平衡而引起的谐波所造成的影响。本发明仅仅是通过调节器的替换即实现了对不平衡电网电压条件下发电机网侧整流器的控制，其改动简单，效果明显，并且不涉及复杂器件的设计，易于实现。

Description

不平衡电网电压下双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法

技术领域

本发明涉及一种双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法，特别是一种能够针对因电网电压不平衡所引起的发电机直流母线电压脉动进行有效抑制的双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法，属于风力发电技术领域。

背景技术

随着后续能源需求的增长，大型风电场已在世界各地规划和建设，风力机的单机容量也在迅速增大。目前，兆瓦级变速恒频双馈异步发电系统在风力发电中得到了广泛的应用，已经成为世界各国风电发电场的主流。变速恒频双馈异步发电系统所采用的双馈异步发电机，其优点是可从发电机侧实现速度控制、降低闪变的影响，并可通过交流励磁变频装置中转子侧变换器控制实现有功和无功功率的独立调节和双向流动，实现同步速上、下的发电运行。此外，励磁变频器容量小，当转速(标幺值)范围在0.75～1.25时，其典型容量仅为25％～35％的发电机额定容量。这些鲜明的特点推动了双馈异步发电机在变速恒频风力发电中的广泛应用。

近年来，国际风电技术界的主要动向是双馈异步风电机组的研究已经从正常运行转向电网故障下的运行，当然，目前这些研究还大多针对对称故障，即无论是稳态还是暂态均认为电网电压平衡。其主要研究的着眼点是在小电压跌落时，双馈异步风力发电机系统的控制，大电网电压跌落时对发电机系统的保护以及如何实现电力系统对风机系统的不间断运行等方面，以及如何选择故障电流计算和故障电路参数计算方面。

实际运行中，电网电压总是存在一定的不对称的，即电网电压中不仅存在正序分量，还存在一个负序分量。由于传统的控制策略一般只是控制基频分量，谐波电流可以在双馈电机定子绕组中自由流通，双馈电机没有谐波频率的反电势存在。这样，轻微的电压不平衡会造成很大的负序电流，从而引起电机定子电流的严重不平衡，进而造成定子绕组发热，温度的上升会造成定子绕组绝缘水平下降，从而影响绕组的寿命。

因此，有必要设计一种针对不平衡电网电压下双馈异步风力发电机系统的控制策略，以消除负序电压引起的直流母线电压脉动。

发明内容

本发明的发明目的在于解决现有技术中存在的问题，提供一种不平衡电网电压下双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法，以抑制双馈异步风力发电机因电网电压不平衡所引起的发电机直流母线电压脉动的问题。

本发明的发明目的是通过下述技术方案予以实现的：

不平衡电网电压下双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法，其特征在于：包括如下步骤：

不平衡电网电压下双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法，其特征在于：包括如下步骤：

(1)检测三相电网电压u_na、u_nb、u_nc，三相整流电流i_ga、i_gb、i_gc以及直流母线电压u_dc；

(2)将步骤(1)检测到的三相电网电压u_na、u_nb、u_nc经过3/2变换得到两相静止坐标系下的电网电压u_nα、u_nβ；将检测到的三相整流电流i_ga、i_gb、i_gc经过3/2变换得到两相静止坐标系下的整流电流i_gα、i_gβ；

(3)通过步骤(2)所得到的两相静止坐标系下的定子电压u_nα、u_nβ计算电网电压矢量的位置角θ_n以及同步旋转角速度ω_s；

(4)将步骤(2)计算得到的两相静止坐标系下的电网电压u_nα、u_nβ和整流电流i_gα、i_gβ以步骤(3)计算得到的电网电压矢量的位置角θ_n作为变换角，进行Park变换，得到同步旋转坐标系下的电网电压u_nd、u_nq和整流电流i_gd、i_gq；

(5)将步骤(3)计算得到的同步旋转角速度ω_s与网侧滤波器的电感L_g的乘积与步骤(4)计算得到的整流电流i_gq相乘，得到同步旋转坐标系下整流电压d轴反馈量u_gdc；步骤(3)计算得到的同步旋转角速度ω_s与网侧滤波器的电感L_g的乘积与步骤(4)计算得到的整流电流i_gd相乘，得到的结果与步骤(4)计算得到的同步旋转坐标系下的电网电压u_nd相加，得到同步旋转坐标系下整流电压q轴反馈量u_gqc；

(6)将人工设定的直流母线电压参考值u_dc ^ref与步骤(1)中检测到的直流母线电压u_dc相减，其结果经过PIR调节器后得到整流电流d轴参考量i_gd ^ref；将人工设定的网侧无功功率参考值Q_g ^ref与由步骤(4)中得到的同步旋转坐标系下的电网电压u_nd、u_nq和整流电流i_gd、i_gq所计算而得的网侧无功功率Q_g相减，其结果经过PIR调节器后得到整流电流q轴参考量i_gq ^ref；

(7)将步骤(6)计算得到的整流电流参考量i_gd ^ref、i_gq ^ref与步骤(4)计算得到的整流电流i_gd、i_gq分别相减，得到的差分别经过PIR调节器后得到整流电压参考值u_gd ^ref、u_gq ^ref；将步骤(5)计算得到的同步旋转坐标系下整流电压d轴反馈量u_gdc与所述整流电压d轴参考值u_gd ^ref相减，得到同步旋转坐标系下d轴整流电压u_gd；整流电压q轴反馈量u_gqc取反后与整流电压q轴参考值u_gq ^ref相减，得到同步旋转坐标系下q轴整流电压u_gq；

(8)将步骤(7)中计算得到的同步旋转坐标系下的整流电压u_gd、u_gq以步骤(3)中计算得到的电网电压矢量角θ_s作为坐标变换角进行反Park变换，得到两相静止坐标系下的整流电压u_gα、u_gβ；再对该两相静止坐标系下的整流电压u_gα、u_gβ进行2/3变换，得到三相静止坐标系下的整流电压u_ga、u_gb、u_gc将其作为PWM变换器的输入，产生驱动信号驱动整流器。

所述PIR调节器的传递函数为

所述PIR调节器中的设定频率ω_c设定为二倍同步旋转角速度ω_s。

本发明的有益效果是：

1、本发明的控制方法通过将传统的PI调节器改为PIR调节器，有效地抑制直流母线电压的二倍频交流量，从而降低了因电网电压不平衡而引起的谐波所造成的影响。

2、本发明仅仅是通过调节器的替换即实现了对不平衡电网电压条件下发电机网侧整流器的控制，其改动简单，效果明显，易于实现。

附图说明

图1为不平衡电网电压下双馈异步风力发电机系统的控制框图；

图2为风力发电机网侧整流器控制原理图；

图3为网侧整流器直流母线电压外环的闭环控制原理图；

图4为网侧整流器无功功率外环的闭环控制原理图；

图5为网侧整流器电流内环的闭环控制原理图；

图6为PI调节器的原理图；

图7为PIR调节器的原理图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步描述。

根据平衡理论，电网的三相不平衡变量可以分解为他们的正序、负序和零序分量的和。而，一个三相对称、中点隔离的双馈异步发电机系统，可以认为不存在零序分量。因此，在平衡电网电压的条件下，仅考虑系统电流、电压以及磁链中的正、负序分量。选择合适的坐标系，使正序分量的初始相位为0，则两相静止坐标系下有：

式中：F广义地代表电压、电流和磁链；

负序分量的初始相位，下标+、-分别对应正负序分量，ω_s为同步旋转角速度。

可见，对于平衡电网电压条件下，各个电量仅由其正序分量构成。即|F_αβ-(t)|＝0，因此，发电机的控制策略也仅需考虑对其正序分量进行控制即可。

然而，在不平衡的电网电压条件下，各电量将不仅由正序分量构成，也包含负序分量，即|F_αβ-(t)|≠0，则将上述式中的F_αβ(t)转换到正向的同步旋转坐标系下，其转换关系为：

由式(2)可见，不平衡电网电压下各电量在正向的旋转坐标系中表现为直流量和二倍频交流量之和。

因此，在发电机控制过程中，对于不平衡电网电压所引起的谐波干扰，其关键在于对其二倍频交流分量进行抑制。只要能够有效地抑制二倍频交流量，就能够降低因电网电压不平衡而引起的谐波所造成的影响。本发明即是根据这一理论基础设计的不平衡电网电压下双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法，用以抑制因电网电压不平衡所引起的发电机直流母线电压脉动。

图1为不平衡电网电压下双馈异步风力发电机系统的控制框图，图2为风力发电机网侧整流器控制原理图。该不平衡电网电压下双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法具体包括如下步骤：

(1)检测三相电网电压u_na、u_nb、u_nc，三相整流电流i_ga、i_gb、i_gc以及直流母线电压u_dc；

(2)将步骤(1)检测到的三相电网电压u_na、u_nb、u_nc经过3/2变换得到两相静止坐标系下的电网电压u_nα、u_nβ；检测到的三相整流电流i_ga、i_gb、i_gc经过3/2变换得到两相静止坐标系下的整流电流i_gα、i_gβ；

(3)将步骤(2)计算得到的两相静止坐标系下的定子电压u_nα、u_nβ经过计算得到电网电压矢量的位置角θ_n以及同步旋转角速度ω_s，θ_n＝arctan(u_nβ/u_nα)，ω_s＝dθ_n/dt；

(4)将步骤(2)计算得到的两相静止坐标系下的电网电压u_nα、u_nβ和整流电流i_gα、i_gβ以步骤(3)计算得到的电网电压矢量的位置角θ_n作为变换角，进行Park变换，得到同步旋转坐标系下的电网电压u_nd、u_nq和整流电流i_gd、i_gq；

(5)将步骤(3)计算得到的同步旋转角速度ω_s与网侧滤波器的电感L_g的乘积与步骤(4)计算得到的整流电流i_gq相乘，得到同步旋转坐标系下整流电压d轴反馈量u_gdc；步骤(3)计算得到的同步旋转角速度ω_s与网侧滤波器的电感L_g的乘积与步骤(4)计算得到的整流电流i_gd相乘，得到的结果与步骤(4)计算得到的同步旋转坐标系下的电网电压u_d相加，得到同步旋转坐标系下整流电压q轴反馈量u_gqc；

(6)将人工设定的直流母线电压参考值u_dc ^ref与步骤(1)中检测到的直流母线电压u_dc相减，其结果经过PIR调节器后得到整流电流d轴参考量i_gd ^ref，将人工设定的网侧无功功率参考值Q_g ^ref与步骤(4)计算得到的同步旋转坐标系下的电网电压u_nd、u_nq和整流电流i_gd、i_gq计算得到的网侧无功功率Q_g相减，其中Q_g＝u_ndi_gq-u_nqi_gd，其结果经过PIR调节器后得到整流电流q轴参考量i_gq ^ref；

(7)将步骤(6)计算得到的整流电流参考量i_gd ^ref、i_gq ^ref与步骤(4)计算得到的整流电流i_gd、i_gq分别相减，得到的差分别经过PIR调节器后得到整流电压参考值u_gd ^ref、u_gq ^ref，步骤(5)计算得到的同步旋转坐标系下整流电压d轴反馈量u_gdc与整流电压d轴参考值u_gd ^ref相减，得到同步旋转坐标系下d轴整流电压u_gd；整流电压q轴反馈量u_gqc取反后与整流电压q轴参考值u_gq ^ref相减，得到同步旋转坐标系下q轴整流电压u_gq；

(8)步骤(7)中计算得到的同步旋转坐标系下的整流电压u_gd、u_gq以步骤(3)中计算得到的电网电压矢量角θ_s作为坐标变换角进行反Park变换，得到两相静止坐标系下的整流电压u_gα、u_gβ；再对该两相静止坐标系下的整流电压u_gα、u_gβ进行2/3变换，得到三相静止坐标系下的整流电压u_ga、u_gb、u_gc，将其作为PWM变换器的输入，产生驱动信号驱动整流器。

本发明的设计要点即是在上述风力发电机网侧整流器控制方法中，将步骤(6)、(7)中传统所使用的PI调节器改用PIR调节器。PIR调节器是一种在传统PI调节器的基础上增加了谐振调节环节组成的能够对设定谐振频率信号进行调节的调节器。通过PIR调节器的调节可以有效地抑制发电机直流母线电压二倍频脉动的干扰。

该PIR调节器对发电机直流母线电压二倍频脉动的具体抑制控制分析如下：

同步旋转坐标系下网侧滤波器的动态方程可以表示为：

u_ndq＝R_gi_gdq+L_gpi_gdq+jω_sL_gi_gdq+u_gdq                      (3)

其中下标g表示网侧变流器状态量；下标n表示电网状态量；下标dq表示旋转坐标系的dq轴分量；L，R分别为网侧滤波器的电感和电阻；p为微分算子；ω_s为同步旋转角速度。

在三相电网电压不平衡时，由于负序分量的存在，同步旋转坐标系下各电量将含有两倍频成分：

$u_{\mathrm{ndq}}=u_{\mathrm{ndq}+}+u_{\mathrm{ndq}-}{e}^{-j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}---\left(4\right)$

$u_{\mathrm{gdq}}=u_{\mathrm{gdq}+}+u_{\mathrm{gdq}-}{e}^{-j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}---\left(5\right)$

$i_{\mathrm{gdq}}=i_{\mathrm{gdq}+}+i_{\mathrm{gdq}-}{e}^{-j2{\mathrm{\ω}}_{s}t}---\left(6\right)$

$P_g=\mathrm{Re}[u_n\×{\hat{i}}_g]---\left(7\right)$

$Q_g=\mathrm{Im}[u_n\×{\hat{i}}_g]---\left(8\right)$

其中下标+，-分别表示同步旋转坐标系下的正序分量和负序分量；P，Q分别为有功和无功功率。

将式(7)，(8)展开，可得到：

P_g＝P_g0++P_g0-+P_gcos+P_gsin         (9)

Q_g＝Q_g0++Q_g0-+Q_gcos+Q_gsin         (10)

其中：

P_g0+＝u_nd+i_gd++u_nq+i_gq+

P_g0-＝u_nd-i_gd-+u_nq-i_gq-

P_gcos＝(u_nd+i_gd-+u_nd-i_gd++u_nq+i_gq-+u_nq-i_gq+)cos(2ω_st)

P_gsin＝(u_nd+i_gq-+u_nq-i_gd+-u_nq+i_gd--u_nd-i_gq+)sin(2ω_st)

Q_g0+＝u_nq+i_gd+-u_nd+i_gq+

Q_g0-＝u_nq-i_gd--u_nd-i_gq-

Q_gcos＝(-u_nd+i_gq--u_nd-i_gq++u_nq-i_gd++u_nq+i_gd-)cos(2ω_st)

Q_gsin＝(u_nd+i_gd--u_nq-i_gq++u_nq+i_gq--u_nd-i_gd+)sin(2ω_st)

可以看出，当电网电压不平衡时，整流侧的有功和无功均存在二倍频的脉动。

发电机直流母线的动态模型可用如下功率方程表示：

$\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{dc}}^2}{\mathrm{dt}}=P_c-P_r---\left(11\right)$

其中，P_c为整流侧输入到直流母线的功率，P_r为直流母线的输出功率，C_dc为直流母线电容，u_dc为直流母线电压。

对于采用电网电压定向矢量控制策略的可控整流器来说，P_c＝u_di_d+u_qi_q≈u_gi_d。因此，在稳态情况下，P_c＝P_r，注入直流母线电容的能量为零，母线电压u_dc保持稳定。但在非稳态情况下，P_c≠P_r，则相差的能量将流向直流母线电容或从直流母线电容流出，造成直流环节电压的波动。

电网电压正序分量定向坐标系下，u_sq+＝0，整流器的有功、无功功率可以简化为：

P_g＝u_nd+i_gd+P_gr                     (12)

Q_g＝-u_nd+i_gq+Q_gr                    (13)

其中负序分量对有功功率的扰动为：

P_gr＝(i_gdu_nd-+i_gqu_nq-)cos(2ω_st)

+(i_gdu_nq--i_gqu_nd-)sin(2ω_st)

对无功功率的扰动为：

Q_gr＝(i_gdu_nq--i_gqu_nd-)cos(2ω_st)

+(-i_gqu_nq--i_gdu_nd-)sin(2ω_st)

式(12)、(13)构成PWM整流器有功、无功解耦调节的理论依据。当电网电压平衡时，P_gr、Q_gr均为零，P_g与整流电流d轴分量成正比，Q_g与整流电流q轴分量成正比。但是当电网电压不平衡时，由式(12)可知，整流器网侧有功功率可以表示为与整流电流d轴分量成线性关系的直流量和二倍频扰动分量的叠加。将其代入直流母线电压方程，得到：

$\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{dc}}^2}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{nd}+}{i}_{\mathrm{gd}}+P_{\mathrm{gr}}-P_r---\left(14\right)$

其中P_gr-P_r共同构成了外部对直流母线的扰动。由于直流母线的动态模型为一个非线性模型，为了便于分析，需要对于该模型进行线性化。由于直流母线通常稳定工作在其设定值附近，因此可以在 $u_{\mathrm{dc}}=u_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}$ 的工作点对式(14)进行局部线性化，在忽略二阶分量后，可得到直流母线的小信号模型：

$C_{\mathrm{dc}}{u}_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}\frac{{\mathrm{d\Δu}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{nd}+}{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{gd}}+{\mathrm{\ΔP}}_{\mathrm{gr}}-{\mathrm{\ΔP}}_r---\left(15\right)$

由式(15)可以得到直流母线控制闭环的控制框图如图3所示，对扰动量的闭环传递函数为：

$G_{\mathrm{PCR}}\left(s\right)={\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{dc}}/({\mathrm{\ΔP}}_{\mathrm{gr}}-{\mathrm{\ΔP}}_r)$

$=1/[u_{\mathrm{nd}+}F\left(s\right)+u_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}{C}_{\mathrm{dc}}s]---\left(16\right)$

同样，由式(13)可得到双馈发电机网侧无功功率的闭环控制如图4所示，调节器对于扰动Q_sr的抑制效果可表示为：

G_QCR(s)＝Q_g/Q_gr＝1/[1+u_nd+F(s)]                      (17)

网侧滤波器的动态方程可以表示为：

$u_{\mathrm{gd}}=u_d-R_g{i}_{\mathrm{gd}}-L_g\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{gd}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sl}}{L}_g{i}_{\mathrm{gq}}---\left(18\right)$

$u_{\mathrm{gq}}=u_q-R_g{i}_{\mathrm{gq}}-L_g\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{gq}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sl}}{L}_g{i}_{\mathrm{gd}}---\left(19\right)$

因为在控制过程中，认为电网电压恒定，则由电网电压d、q轴分量u_d、u_q引起的扰动为稳定的扰动。定义不对称运行过程中由电网电压引起的扰动和由反电动势引起的交叉耦合项共同构成的扰动项u_gdc、u_gqc如下：

u_gdc＝u_d+ω_slL_gi_gq                        (20)

u_gqc＝u_q-ω_slL_gi_gd                        (21)

由式(18)～(21)，得到网侧整流器电流内环控制框图如图5所示：

其开环传递函数：

$G_{\mathrm{GR}}\left(s\right)=\frac{I_g}{I_g^{\mathrm{ref}}}=F\left(s\right)/(R_g+L_{g}s)---\left(22\right)$

对于扰动u_gc，其传递函数均为：

$G_{\mathrm{UGC}}\left(s\right)=\frac{I_r}{u_{\mathrm{gc}}}=\frac{1}{F\left(s\right)+R_g+L_{g}s}---\left(23\right)$

因为i_gd，i_gq均为直流量和二倍频交流量之和，所以前向通道的输入和扰动均包含直流量和二倍频量。

图6为PI调节器的原理图。如果采用传统的PI调节器调节，则：

$F\left(s\right)=K_p+\frac{K_i}{s}---\left(24\right)$

其中，k_p和k_i分别为比例和积分系数。

将式(24)代入直流母线闭环控制系统和无功功率闭环控制系统的扰动量的闭环传递函数式(16)、(17)，则：

$G_{\mathrm{PCRPI}}\left(s\right)=1/[u_{\mathrm{nd}+}(K_p+K_i/s)+u_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}{C}_{\mathrm{dc}}s]=\frac{s}{u_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}{C}_{\mathrm{dc}}{s}^2+u_{\mathrm{nd}+}{K}_{p}s+u_{\mathrm{nd}+}{K}_i}---\left(25\right)$

$G_{\mathrm{QCRPI}}\left(s\right)=Q_g/Q_{\mathrm{gr}}=1/[1+u_{\mathrm{nd}+}(K_p+K_i/s)]=\frac{s}{(1+u_{\mathrm{nd}+}{K}_p)s+u_{\mathrm{nd}+}{K}_i}---\left(26\right)$

其频率特性：

$G_{\mathrm{PCRPI}}\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{\mathrm{j\ω}}{-u_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}{C}_{\mathrm{dc}}{\mathrm{\ω}}^2+j{u}_{\mathrm{nd}+}{K}_p\mathrm{\ω}+u_{\mathrm{nd}+}{K}_i}---\left(27\right)$

$G_{\mathrm{QCRPI}}\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{\mathrm{j\ω}}{j(1+u_{\mathrm{nd}+}{K}_p)\mathrm{\ω}+u_{\mathrm{nd}+}{K}_i}---\left(28\right)$

当ω为0时，|G_PCRPI(jω)|、|G_QCRPI(jω)|均趋近于0，可见，采用传统的PI调节器，能够很好的抑制频率为零的干扰。但是，对于不平衡电网电压条件下引起的二倍频的脉动，因为在频率ω为2ω_s时，|G_PCRPI(jω)|、|G_QCRPI(jω)|不为0，所以对二倍频的脉动分量无法完全抑制。

将式(24)代入电流内环的开环传递函数和其扰动量的闭环闭环传递函数式(22)和式(23)中，则，采用传统的PI调节器：

电流内环开环传递函数为：

$G_{\mathrm{IGPI}}\left(s\right)=\frac{I_g}{I_g^{\mathrm{ref}}}=(K_p+K_i/s)/(R_g+L_{g}s)=\frac{K_{p}s+K_i}{L_g{s}^2+R_{g}s}---\left(29\right)$

对外部扰动量的闭环传递函数：

$G_{\mathrm{UGCPI}}\left(s\right)=\frac{I_g}{u_{\mathrm{gc}}}=\frac{1}{K_p+K_i/s+R_g+L_{g}s}=\frac{s}{L_g{s}^2+(K_p+R_g)s+K_i}---\left(30\right)$

对应的频率特性：

$G_{\mathrm{IGPI}}\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{{\mathrm{jK}}_p\mathrm{\ω}+K_i}{-L_g{\mathrm{\ω}}^2+j{R}_g\mathrm{\ω}}---\left(31\right)$

$G_{\mathrm{UGCPI}}\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{\mathrm{j\ω}}{-L_g{\mathrm{\ω}}^2+j(K_p+R_g)\mathrm{\ω}+K_i}---\left(32\right)$

当ω为0时，|G_IGPI(jω)|无穷大，可见，采用传统的PI调节器，对于前向通道上频率为0的输入，能够零静差的跟踪；但是，在频率ω为2ω_s时，|G_IGPI(jω)|为有限值，可见，采用该调节器，无法实现零静差的跟踪前向通道上因为不平衡电网电压引起的输入信号中二倍频脉动分量。当ω为0时，|G_UGCPI(jω)|等于0，可见，采用传统的PI调节器，对于频率为0的外部干扰，可以实现完全衰减。但是，在频率ω为2ω_s时，|G_UGCPI(jω)|不为0，所以该调节器无法对二倍频的脉动分量实现完全衰减。

通过以上分析可以看出，实用传统的PI调节器对直流母线电压进行调节，仅能满足在平衡电网电压的理想条件下对外不干扰的抑制。但是，对于不平衡的电网电压条件下的二倍频脉动分量，并不能提供令人满意的抑制控制。

图7为PIR调节器的原理图。如果采用本发明所引入的PIR调节器进行调节，则传递函数：

$F\left(s\right)=K_p+\frac{K_i}{s}+\frac{K_{r}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_c^2}---\left(33\right)$

其中ω_c为设定频率，在本发明中，因为需要对二倍频分量进行控制，所以选定ω_c＝2ω_s；K_p、K_i和K_r分别为比例、积分和谐振系数。

将式(33)代入直流母线闭环控制系统和无功功率闭环控制系统的扰动量的闭环传递函数式(16)、(17)，得到：

$G_{\mathrm{PCRPIR}}\left(s\right)=1/\left[u_{\mathrm{nd}+}(K_p+K_i/s+K_{r}s/(s^2+{\mathrm{\ω}}_c^2)+u_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}{C}_{\mathrm{dc}}s)\right]$

$=\frac{s^3+{\mathrm{\ω}}_c^{2}s}{u_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}{C}_{\mathrm{dc}}{s}^4+u_{\mathrm{nd}+}{K}_p{s}^3+(u_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}{C}_{\mathrm{dc}}{\mathrm{\ω}}_c^2+u_{\mathrm{nd}+}{K}_i+u_{\mathrm{nd}+}{K}_r)s^2+u_{\mathrm{nd}+}{K}_p{\mathrm{\ω}}_c^{2}s+u_{\mathrm{nd}+}{K}_i{\mathrm{\ω}}_c^2}---\left(34\right)$

$G_{\mathrm{QCRPIR}}\left(s\right)=Q_g/Q_{\mathrm{gr}}=1/[1+u_{\mathrm{nd}+}(K_p+K_i/s+K_{r}s/(s^2+{\mathrm{\ω}}_c^2))]$

$=\frac{s^3+{\mathrm{\ω}}_c^{2}s}{(1+u_{\mathrm{nd}+}{K}_D)s^3+u_{\mathrm{nd}+}(K_i+K_r)s^2+(1+u_{\mathrm{nd}+}{K}_D){\mathrm{\ω}}_c^{2}s+u_{\mathrm{nd}+}{K}_i{\mathrm{\ω}}_c^2}---\left(35\right)$

对应的频率特性：

$G_{\mathrm{PCRPIR}}\left(\mathrm{j\ω}\right)$

$=\frac{\mathrm{j\ω}(-{\mathrm{\ω}}^2+{\mathrm{\ω}}_c^2)}{u_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}{C}_{\mathrm{dc}}{\mathrm{\ω}}^4-{\mathrm{ju}}_{\mathrm{nd}+}{K}_p{\mathrm{\ω}}^3-(u_{\mathrm{dc}}^{\mathrm{ref}}{C}_{\mathrm{dc}}{\mathrm{\ω}}_c^2+u_{\mathrm{nd}+}{K}_i+u_{\mathrm{nd}+}{K}_r){\mathrm{\ω}}^2+j{u}_{\mathrm{nd}+}{K}_p{\mathrm{\ω}}_c^2\mathrm{\ω}+u_{\mathrm{nd}+}{K}_i{\mathrm{\ω}}_c^2}---\left(36\right)$

$G_{\mathrm{QCRPIR}}\left(\mathrm{j\ω}\right)$

$=\frac{{-\mathrm{j\ω}}^3+j{\mathrm{\ω}}_c^2\mathrm{\ω}}{-j(1+u_{\mathrm{nd}+}{K}_p){\mathrm{\ω}}^3-u_{\mathrm{nd}+}(K_i+K_r){\mathrm{\ω}}^2+j(1+u_{\mathrm{nd}+}{K}_p){\mathrm{\ω}}_c^2\mathrm{\ω}+u_{\mathrm{nd}+}{K}_i{\mathrm{\ω}}_c^2}---\left(37\right)$

设定频率ω_c＝2ω_s，即ω_c为二倍频时，当ω为0或者2ω_s时，|G_PCRPIR(jω)|、|G_QCRPIR(jω)|均为0；可见，采用PIR调节器后对于直流母线和网侧无功功率中频率为零和2ω_s的干扰，可以实现完全衰减。

将式(33)代入电流内环的开环传递函数和其扰动量的闭环闭环传递函数式(22)和式(23)中，则，采用PIR调节器：

电流内环开环传递函数为：

$G_{\mathrm{IgPIR}}\left(s\right)=\frac{I_g}{I_g^{\mathrm{ref}}}=(K_p+K_i/s+K_{r}s/(s^2+{\mathrm{\ω}}_c^2))/(R_g+L_{g}s)$

$=\frac{K_p{s}^3+(K_i+K_r)s^2+K_p{\mathrm{\ω}}_c^{2}s+K_i{\mathrm{\ω}}_c^2}{L_g{s}^4+R_g{s}^3+L_g{\mathrm{\ω}}_c^2{s}^2+R_g{\mathrm{\ω}}_c^{2}s}---\left(38\right)$

$G_{\mathrm{UgCPIR}}\left(s\right)=\frac{I_g}{u_{\mathrm{gc}}}=\frac{1}{K_p+K_i/s+K_{r}s/(s^2+{\mathrm{\ω}}_c^2)+R_g+L_{g}s}$

$=\frac{s^2+{\mathrm{\ω}}_c^{2}s}{L_g{s}^4+(K_p+R_g)s^3+(L_g{\mathrm{\ω}}_c^2+K_i+K_r)s^2+(K_p+R_g){\mathrm{\ω}}_c^{2}s+K_i{\mathrm{\ω}}_c^2}---\left(39\right)$

对应的频率特性：

$G_{\mathrm{IgPIR}}\left(\mathrm{j\ω}\right)$

$=\frac{-j{K}_p{\mathrm{\ω}}^3-(K_i+K_r){\mathrm{\ω}}^2+j{K}_p{\mathrm{\ω}}_c^2\mathrm{\ω}+K_i{\mathrm{\ω}}_c^2}{L_g{\mathrm{\ω}}^4-j{R}_g{\mathrm{\ω}}^3-L_g{\mathrm{\ω}}_c^2{\mathrm{\ω}}^2+j{R}_g{\mathrm{\ω}}_c^2\mathrm{\ω}}---\left(40\right)$

$G_{\mathrm{UgCPIR}}\left(\mathrm{j\ω}\right)$

$=\frac{{-\mathrm{j\ω}}^3+j{\mathrm{\ω}}_c^2\mathrm{\ω}}{L_g{\mathrm{\ω}}^4-j(K_p+R_g){\mathrm{\ω}}^3-(L_g{\mathrm{\ω}}_c^2+K_i+K_r){\mathrm{\ω}}^2+j(K_p+R_g){\mathrm{\ω}}_c^2\mathrm{\ω}+K_i{\mathrm{\ω}}_c^2}---\left(41\right)$

设定频率ω_c＝2ω_s，即ω_c为二倍频时，从式(40)所表示的电流内环开环传递函数的频率特性可以看出，采用PIR调节器，前向通道对于输入信号i_r中频率为0的直流分量和频率为2ω_s的二倍频分量，对应的幅频响应|G_IRPIR(j0)|、|G_IRPIR(j2ω_s)|均趋于无穷，即该调节器能够零静差的跟踪输入信号i_r中的直流分量和频率为2ω_s的二倍频分量。从式(41)所表示的扰动量的闭环传递函数的频率特性中可以看出，采用PIR调节器，对于扰动量u_rc中频率为0的直流分量和频率为2ω_s的二倍频分量，对应的幅频响应|G_URCPIR(j0)|、|G_URCPIR(j2ω_s)|均为0，即能够完全消除扰动量中的直流分量和频率为2ω_s的二倍频分量。

所以，采用该PIR调节器，只要选择设定频率ω_c＝2ω_s，即ω_c为二倍频，即可在前向通道上对于频率为零和二倍频的给定值实现零静差跟踪；对于频率为零和二倍频的干扰，实现完全衰减。

综上所述，本发明通过将传统的PI调节器改为PIR调节器，并将PIR调节器中的设定频率ω_c设定为二倍频ω_c＝2ω_s，即可实现对于频率为零和二倍频的零静差跟踪，以及对于频率为零和二倍频的干扰的完全衰减。结合前述分析，对于不平衡电网电压所引起的谐波干扰，其关键在于对其二倍频交流分量进行抑制。只要能够有效地抑制二倍频交流量，就能够降低因电网电压不平衡而引起的谐波所造成的影响。由此可见，本发明仅仅是通过调节器的替换即实现了对不平衡电网电压条件下发电机网侧整流器的控制，其改动简单，效果明显，并且不涉及复杂器件的设计，易于实现。

Claims (3)

1、不平衡电网电压下双馈异步风力发电机网侧整流器控制方法，其特征在于：包括如下步骤：

(1)检测三相电网电压u_na、u_nb、u_nc，三相整流电流i_ga、i_gb、i_gc以及直流母线电压u_dc；

(2)将步骤(1)检测到的三相电网电压u_na、u_nb、u_nc经过3/2变换得到两相静止坐标系下的电网电压u_nα、u_nβ；将检测到的三相整流电流i_ga、i_gb、i_gc经过3/2变换得到两相静止坐标系下的整流电流i_gα、i_gβ；

(3)通过步骤(2)所得到的两相静止坐标系下的定子电压u_nα、u_nβ计算电网电压矢量的位置角θ_n以及同步旋转角速度ω_s；

(4)将步骤(2)计算得到的两相静止坐标系下的电网电压u_nα、u_nβ和整流电流i_gα、i_gβ以步骤(3)计算得到的电网电压矢量的位置角θ_n作为变换角，进行Park变换，得到同步旋转坐标系下的电网电压u_nd、u_nq和整流电流i_gd、i_gq；

(5)将步骤(3)计算得到的同步旋转角速度ω_s与网侧滤波器的电感L_g的乘积与步骤(4)计算得到的整流电流i_gq相乘，得到同步旋转坐标系下整流电压d轴反馈量u_gdc；步骤(3)计算得到的同步旋转角速度ω_s与网侧滤波器的电感L_g的乘积与步骤(4)计算得到的整流电流i_gd相乘，得到的结果与步骤(4)计算得到的同步旋转坐标系下的电网电压u_nd相加，得到同步旋转坐标系下整流电压q轴反馈量u_gqc；

(6)将人工设定的直流母线电压参考值u_dc ^ref与步骤(1)中检测到的直流母线电压u_dc相减，其结果经过PIR调节器后得到整流电流d轴参考量i_gd ^ref；将人工设定的网侧无功功率参考值Q_g ^ref与由步骤(4)中得到的同步旋转坐标系下的电网电压u_nd、u_nq和整流电流i_gd、i_gq所计算而得的网侧无功功率Q_g相减，其结果经过PIR调节器后得到整流电流q轴参考量i_gq ^ref；

(7)将步骤(6)计算得到的整流电流参考量i_gd ^ref、i_gq ^ref与步骤(4)计算得到的整流电流i_gd、i_gq分别相减，得到的差分别经过PIR调节器后得到整流电压参考值u_gd ^ref、u_gq ^ref；将步骤(5)计算得到的同步旋转坐标系下整流电压d轴反馈量u_gdc与所述整流电压d轴参考值u_gd ^ref相减，得到同步旋转坐标系下d轴整流电压u_gd；整流电压q轴反馈量u_gqc取反后与整流电压q轴参考值u_gq ^ref相减，得到同步旋转坐标系下q轴整流电压u_gq；

(8)将步骤(7)中计算得到的同步旋转坐标系下的整流电压u_gd、u_gq以步骤(3)中计算得到的电网电压矢量角θ_s作为坐标变换角进行反Park变换，得到两相静止坐标系下的整流电压u_gα、u_gβ；再对该两相静止坐标系下的整流电压u_gα、u_gβ进行2/3变换，得到三相静止坐标系下的整流电压u_ga、u_gb、u_gc，将其作为PWM变换器的输入，产生驱动信号驱动整流器。

2、如权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述PIR调节器的传递函数为 $K_p+\frac{K_i}{s}+\frac{K_{r}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_c^2}.$

3、如权利要求2所述的控制方法，其特征在于：所述PIR调节器中的设定频率ω_c设定为二倍同步旋转角速度ω_s。

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