CN104333283A - 基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法。该方法主要包含H∞电流调节器设计与双馈电机定子电流控制。本发明通过建立双馈电机的数学模型，将双馈电机定子电流调节器的设计问题转变为求解H∞标准问题；考虑电机转速变化、参数不确定、定转子耦合等因素的影响，构造合理的权函数，并基于回路成形法对H∞电流调节器进行优化设计。本发明在定子静止坐标系下，通过采集双馈电机定子电压、电流和转速计算得到定子电流给定值，并与实际值进行比较后送入H∞电流调节器；H∞电流调节器输出信号为转子电压控制信号，由转子侧PWM逆变器实现并施加到转子绕组上，从而起到控制双馈电机定子电流以及输出功率的目的。

Description

基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法

技术领域

本发明涉及一种风力发电技术领域的控制方法，具体是一种基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法。

技术背景

随着全球能源危机以及气候环境问题的不断发展，可再生能源发电技术日益受到世界各国的重视。目前，风力发电技术较为成熟，并网风电装机容量上升较快，风电机组也正向着大型化、海上化的方向发展，这些因素在一定程度上要求风力发电机具有更好的控制性能。在各种风力发电技术中，双馈型感应发电机以其所需变频器容量小、系统效率高以及功率因数可调等优点，成为了当前变速恒频风力发电机的主流机型。双馈电机现有控制方法大致可以分为基于磁场/电压定向的矢量控制，以及直接功率/转矩控制；一般都是基于旋转坐标变换与PI较为(比例积分)调节器，通过控制双馈电机交流侧电流间接控制定子电流以及输出功率。

现有控制方法在一定程度上解决了双馈电机的有关控制问题。但PI调节器的参数设计往往依赖于工程调试经验，实际中由于电机参数与外界扰动的并不确定性，造成现有控制器参数设计存在一定盲目性。为了解决现有控制器鲁棒性差、参数整定繁琐等不足，专利CN101388637B提出一种带前馈补偿的双馈风力发电机鲁棒控制方法，利用加权函数与回路成形方法设计具有良好鲁棒性的双馈电机转子电流控制器。该方法的不足在于：1、在同步坐标系下进行控制，须附加前馈补偿，降低了鲁棒控制器的改善效果；2、通过转子电流间接控制定子电流，增加了参数不确定性的干扰。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术存在的不足，提出一种基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法。本发明可以设计满足控制要求的H∞电流调节器，并可以直接对定子电流进行控制，提高双馈电机控制系统的鲁棒性能，且便于实现。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的。

本发明的一种基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，包括以下步骤：

(1)在定子两相静止αβ坐标系下，建立双馈电机的数学模型，该模型的输入为定子电压u_{s_αβ}、转子电压u_{r_αβ}、转子转速ω_r，输出为定子电流i_{s_αβ}；

(2)根据控制目标、参数摄动以及外界干扰构造一组权函数，包括性能权函数W_p、输出权函数W_y和控制权函数W_u，其中性能权函数用于满足定子电流无差跟踪调节的要求，输出权函数用于增强定子电流控制的鲁棒性，控制权函数用于限制电流调节器的输出幅值，权函数与双馈电机的数学模型一起构成广义控制对象模型P，广义控制对象模型的输入为定子电流参考信号电网电压u_{s_αβ}、转子转速ω_r与转子电压u_{r_αβ}，输出为性能加权z_p、输出加权z_y、控制加权z_u与定子电流误差△i_{s_αβ}；

(3)利用回路成形法，迭代地求得一个2输入2输出的参数化H∞电流调节器，使得广义控制对象模型P与H∞电流调节器构成的闭环回路具有最小的H∞范数；

(4)测量得到双馈电机的三相定子电压u_{s_abc}、三相定子电流i_{s_abc}，并转换到定子两相静止αβ坐标系下得到u_{s_αβ}和i_{s_αβ}，计算得到定子有功功率P_s和无功功率Q_s，测量得到转子角速度ω_r与位置信号θ_r；

(5)将有功功率P_s与其参考信号比较后得到有功功率误差信号△P_s，将无功功率Q_s与其参考小信号比较后得到无功功率误差信号△Q_s；

(6)将功率误差信号△P_s和△Q_s通过比例积分调节，得到dq轴同步坐标系下的定子电流参考信号和

(7)利用定子电压u_{s_αβ}将dq轴同步坐标系下的定子电流参考信号和转换到静止坐标系下，得到静止坐标系下的定子电流参考信号

(8)将静止坐标系下的定子电流i_{s_αβ}与参考信号进行比较，得到电流误差信号△i_{s_αβ}；

(9)将电流误差信号△i_{s_αβ}送入H∞电流调节器，得到定子两相静止坐标系下的转子电压参考信号

(10)利用转子位置信号θ_r，将转子电压参考信号转换到转子三相静止坐标系下，得到并由转子侧PWM逆变器施加到转子绕组，从而实现对双馈电机定子电流及输出功率的控制。

本发明的有益效果是：本发明基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，在定子静止坐标系下，建立双馈电机数学模型与权函数，利用回路成形法设计满足控制要求的H∞电流调节器，能够在定子静止坐标系下对双馈电机的定子电流进行实时控制，并实现定子输出功率因数的连续可调；通过构造合理的性能权函数，实现了定子电流的无差跟踪控制；通过构造合理的输出权函数，能够针对电机参数和外部扰动的不确定性影响，提高定子电流控制的鲁棒稳定性。本发明提高了双馈电机控制系统的鲁棒性能，且便于实现。

附图说明

图1是本发明的H∞电流调节器设计原理图；

图2是本发明的双馈电机控制原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明。

本发明一种基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，主要包含了两个部分。首先在在定子静止坐标系下建立双馈电机数学模型及一组权函数，并利用回路整形方法得到H∞电流调节器。其次，采用双闭环的矢量控制策略，通过H∞电流调节器直接对电机定子电流进行无差跟踪调节，从而控制电机输出功率。

图1是本发明的H∞电流调节器设计原理图，图中，方框1表示控制对象数学模型，方框2表示控制权函数W_u，方框3表示输出权函数W_y，方框4表示性能权函数W_p，方框5表示H∞电流调节器。

如图1所示，本发明的H∞电流调节器设计方法是，通过迭代寻找得到一个2输入2输出的参数化的H∞电流调节器，使得从输入向量w到输出向量z的闭环系统的H∞范数最小。本发明所述的H∞电流调节器设计过程如下：

1、在定子静止坐标系下，建立双馈电机的数学模型，数学模型的输入为定子电压u_{s_αβ}，转子电压u_{r_αβ}，转速ω_r；输出为定子电流i_{s_αβ}；中间变量有定子磁链ψ_{s_αβ}，转子磁链ψ_{r_αβ}；模型参数有定子绕组自感L_s，转子绕组自感L_r，定转子互感L_m，定子绕组电阻R_s，转子绕组电阻R_r。采用国际单位制，电机模型的数学表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{d\ψ}}_{s\_\mathrm{\α\β}}}{\mathrm{dt}}=-R_s{i}_{s\_\mathrm{\α\β}}+u_{s\_\mathrm{\α\β}}\\ \frac{{\mathrm{d\ψ}}_{r\_\mathrm{\α\β}}}{\mathrm{dt}}=-R_r{i}_{r\_\mathrm{\α\β}}+u_{r\_\mathrm{\α\β}}+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_{r\_\mathrm{\α\β}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

在公式(1)中，

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{s\_\mathrm{\α\β}}=L_s{i}_{s\_\mathrm{\α\β}}+L_m{i}_{r\_\mathrm{\α\β}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{r\_\mathrm{\α\β}}=L_m{i}_{s\_\mathrm{\α\β}}+L_r{i}_{r\_\mathrm{\α\β}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

公式(1)(2)可以简化地表示为：

i_{s_αβ}＝f(u_{s_αβ},u_{r_αβ},ω_r)     (3)

2、将定子电流i_{s_αβ}与参考信号比较后得到误差信号△i_{s_αβ}，并与性能权函数W_p相乘得到广义输出z_p；将定子电流i_{s_αβ}与输出权函数W_y相乘得到广义输出z_p；将控制信号u_{r_αβ}与控制权函数W_u相乘得到广义输出z_u。图1所示的虚线框中从w、u_{c_αβ}到z、y的部分即为广义控制对象P。其中性能权函数用于满足定子电流无差跟踪调节的要求，输出权函数用于增强定子电流控制的鲁棒性，控制权函数用于限制电流调节器的输出幅值。

性能权函数的数学表达式为：

$W_p=\frac{k{\mathrm{\ω}}_s^2}{s^2+2\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_{s}s+{\mathrm{\ω}}_s^2}---\left(4\right)$

其中，ω_s为电网电压角频率；k为增益系数，用于控制跟踪精度；ζ为防止无穷大增益的阻尼系数，一般设为一较小常数，如0.001。

输出权函数的表达式为：

$W_y=\frac{{(s+{\mathrm{\ω}}_b)}^n}{{(s{M}^{1/n}+{\mathrm{\ω}}_b{A}^{1/n})}^n}---\left(5\right)$

其中，n为权函数阶数，一般选择1～2阶即可；A为低频段增益上界，典型值为2；M为高频段增益上界，典型值为0.001；ω_b为穿越频率，可设置在100～500Hz。

控制权函数的表达式为：

W_u＝k_u     (6)

其中，k_u为增益系数，当使用标幺参数时，k_u可设为1。

H∞电流调节器的设计问题可以表述为寻找一个合适的电流调节器，使得广义控制对象P的H∞范数最小化，即寻找一个足够小的正数γ_min，使得：

${||\begin{array}{c}{W}_{p}S\\ W_u\mathrm{KS}\\ W_{y}T\end{array}||}_{\&infin;}\&le;{\mathrm{\&gamma;}}_{\min }<1---\left(7\right)$

其中S称为灵敏度函数，是从w的y的闭环传递函数。T称为互补灵敏度函数，是从w到z的闭环传递函数。γ_min为H∞范数的峰值。

3、基于回路成形，迭代地求解公式(7)所表示的H∞问题，得到所需的2输入2输出的H∞电流调节器。

图2是本发明的定子电流矢量控制原理图，其中包括H∞电流调节器5、两相/三相静止坐标系变换模块6、转子侧PWM逆变器7、直流母线电容8、直流电压传感器9、双馈电机机械转轴10、光电码盘11、转子绕组12、定子绕组13、三相交流电流传感器14、三相交流电压传感器15、三相/两相静止坐标变换模块16、瞬时功率计算模块17、有功功率调节器18、无功功率调节器19、两相旋转/两相静止坐标变换模块20。

如图2所示，本发明提出的定子电流矢量控制策略的实施过程如下：

1、利用光电码盘11测算得到双馈电机转子角速度ω_r与转子位置角θ_r。利用交流电流传感器14、交流电压传感器15测量得到双馈电机定子三相电压u_{s_abc}和三相电流i_{s_abc}，并通过模块16在静止坐标系下进行三相/两相变换，得到定子电流矢量i_{s_αβ}和电压矢量u_{s_αβ}，变换公式为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{s\_\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{s\_\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{s\_a}\\ i_{s\_b}\\ i_{s\_c}\end{array}\right]---\left(8\right)$

$\left[\begin{array}{c}{u}_{s\_\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{s\_\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{s\_a}\\ u_{s\_b}\\ u_{s\_c}\end{array}\right]---\left(9\right)$

将电压矢量u_{s_αβ}和电流矢量i_{s_αβ}送入瞬时功率计算模块17计算电机定子输出有功功率P_s和无功功率Q_s，计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{P}_s\\ Q_s\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_{s\_\mathrm{\&alpha;}}& u_{s\_\mathrm{\&beta;}}\\ u_{s\_\mathrm{\&beta;}}& -u_{s\_\mathrm{\&alpha;}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{s\_\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{s\_\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]---\left(10\right)$

2、将有功功率P_s与其参考信号比较后得到有功功率误差信号△P_s：

${\mathrm{\&Delta;P}}_s=P_s^{*}-P_s---\left(11\right)$

将无功功率Q_s与其参考小信号比较后得到无功功率误差信号△Q_s：

${\mathrm{\&Delta;Q}}_s=Q_s^{*}-Q_s---\left(12\right)$

3、将功率误差信号△P_s和△Q_s通过PI(比例积分)调节器，得到dq轴同步坐标系下的定子电流参考信号和PI调节器的数学表达式为：

$i_{s\_d}^{*}=(k_{p\_d}+\frac{k_{i\_d}}{s}){\mathrm{\&Delta;P}}_s---\left(13\right)$

$i_{s\_q}^{*}=(k_{p\_q}+\frac{k_{i\_q}}{s}){\mathrm{\&Delta;Q}}_s---\left(14\right)$

其中，k_{p_d}、k_{p_q}分别为dq轴比例系数，k_{i_d}、k_{i_q}分别为dq轴积分系数；

4、利用定子电压u_{s_αβ}将dq轴同步坐标系下的定子电流参考信号和转换到静止坐标系下，得到静止坐标系下的定子电流参考信号计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{s\_\mathrm{\&alpha;}}^{*}\\ i_{s\_\mathrm{\&beta;}}^{*}\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{u_{s\_\mathrm{\&alpha;}}^2+u_{s\_\mathrm{\&beta;}}^2}}\left[\begin{array}{cc}{u}_{s\_\mathrm{\&alpha;}}& -u_{s\_\mathrm{\&beta;}}\\ u_{s\_\mathrm{\&beta;}}& u_{s\_\mathrm{\&alpha;}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{s\_d}^{*}\\ i_{s\_q}^{*}\end{array}\right]---\left(15\right)$

5、将静止坐标系下的定子电流i_{s_αβ}与参考信号进行比较，得到电流误差信号△i_{s_αβ}：

${\mathrm{\&Delta;i}}_{s\_\mathrm{\&alpha;\&beta;}}=i_{s\_\mathrm{\&alpha;\&beta;}}^{*}-i_{s\_\mathrm{\&alpha;\&beta;}}---\left(16\right)$

6、将电流误差信号△i_{s_αβ}送入H∞电流调节器5，得到定子两相静止坐标系下的转子电压参考信号

$u_{r\_\mathrm{\&alpha;\&beta;}}^{*}=\mathrm{K\&Delta;}{i}_{s\_\mathrm{\&alpha;\&beta;}}---\left(17\right)$

7、利用转子位置信号θ_r，将转子电压参考信号转换到转子三相静止坐标系下，得到计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{r\_a}^{*}\\ u_{r\_b}^{*}\\ u_{r\_c}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_r& -\sin {\mathrm{\&theta;}}_r\\ \cos ({\mathrm{\&theta;}}_r-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ({\mathrm{\&theta;}}_r-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ \cos ({\mathrm{\&theta;}}_r-4\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ({\mathrm{\&theta;}}_r-4\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{r\_\mathrm{\&alpha;}}^{*}\\ u_{r\_\mathrm{\&beta;}}^{*}\end{array}\right]---\left(18\right)$

最后由转子侧PWM逆变器实现参考电压，并施加到转子绕组上，从而实现对双馈电机定子电流及输出功率的控制。

Claims (8)

1.一种基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，其特征在于包括以下步骤：

(1)在定子两相静止αβ坐标系下，建立双馈电机的数学模型，该模型的输入为定子电压u_{s_αβ}、转子电压u_{r_αβ}、转子转速ω_r，输出为定子电流i_{s_αβ}；

(2)根据控制目标、参数摄动以及外界干扰构造一组权函数，包括性能权函数W_p、输出权函数W_y和控制权函数W_u，其中性能权函数用于满足定子电流无差跟踪调节的要求，输出权函数用于增强定子电流控制的鲁棒性，控制权函数用于限制电流调节器的输出幅值，权函数与双馈电机的数学模型一起构成广义控制对象模型P，广义控制对象模型的输入为定子电流参考信号电网电压u_{s_αβ}、转子转速ω_r与转子电压u_{r_αβ}，输出为性能加权z_p、输出加权z_y、控制加权z_u与定子电流误差△i_{s_αβ}；

(3)利用回路成形法，迭代地求得一个2输入2输出的参数化H∞电流调节器，使得广义控制对象模型P与H∞电流调节器构成的闭环回路具有最小的H∞范数；

(4)测量得到双馈电机的三相定子电压u_{s_abc}、三相定子电流i_{s_abc}，并转换到定子两相静止αβ坐标系下得到u_{s_αβ}和i_{s_αβ}，计算得到定子有功功率P_s和无功功率Q_s，测量得到转子角速度ω_r与位置信号θ_r；

(5)将有功功率P_s与其参考信号比较后得到有功功率误差信号△P_s，将无功功率Q_s与其参考小信号比较后得到无功功率误差信号△Q_s；

(6)将功率误差信号△P_s和△Q_s通过比例积分调节，得到dq轴同步坐标系下的定子电流参考信号和

(7)利用定子电压u_{s_αβ}将dq轴同步坐标系下的定子电流参考信号和转换到静止坐标系下，得到静止坐标系下的定子电流参考信号

(8)将静止坐标系下的定子电流i_{s_αβ}与参考信号进行比较，得到电流误差信号△i_{s_αβ}；

(9)将电流误差信号△i_{s_αβ}送入H∞电流调节器，得到定子两相静止坐标系下的转子电压参考信号

(10)利用转子位置信号θ_r，将转子电压参考信号转换到转子三相静止坐标系下，得到并由转子侧PWM逆变器施加到转子绕组，从而实现对双馈电机定子电流及输出功率的控制。

2.根据权利要求1所述的基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，其特征在于上述步骤(2)所构造的性能权函数的数学表达式为：

$W_p=\frac{{\mathrm{k\&omega;}}_s^2}{s^2+2\mathrm{\&zeta;}{\mathrm{\&omega;}}_{s}s+{\mathrm{\&omega;}}_s^2}$

其中，ω_s为电网电压角频率；k为增益系数，用于控制跟踪精度；ζ为防止无穷大增益的阻尼系数。

3.根据权利要求1所述的基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，其特征在于上述输出权函数的表达式为：

$W_y=\frac{{(s+{\mathrm{\&omega;}}_b)}^n}{{({\mathrm{sM}}^{1/n}+{\mathrm{\&omega;}}_b{A}^{1/n})}^n}---\left(5\right)$

其中，n为权函数阶数，A为低频段增益上界，M为高频段增益上界，ω_b为穿越频率。

4.根据权利要求1所述的基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，其特征在于上述控制权函数的表达式为：

W_u＝k_u                      (6)

其中，k_u为增益系数。

5.根据权利要求1所述的基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，其特征在于上述H∞电流调节器在两相静止坐标系下对定子电流参考信号进行无差跟踪调节，从而实现对双馈电机输出功率的控制，且对电机参数变化以及外部扰动不敏感。

6.根据权利要求2所述的基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，其特征在于上述防止无穷大增益的阻尼系数ζ设为0.001。

7.根据权利要求3所述的基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，其特征在于上述权函数阶数n为1～2阶；低频段增益上界A典型值为2；高频段增益上界M典型值为0.001；穿越频率ω_b设置在100～500Hz。

8.根据权利要求4所述的基于回路成形的双馈电机定子电流鲁棒控制方法，其特征在于上述增益系数k_u当使用标幺参数时，k_u设为1。