CN104079226A - 一种同步坐标系下无锁相环的dfig控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种同步坐标系下无锁相环的DFIG控制方法，其通过对DFIG输出有功及无功功率进行误差调节以及解耦补偿后，生成转子电压指令以对DFIG转子变流器进行控制；该方法去除了以跟踪电压相位角、提取正序电压幅值的锁相环环节，简化了控制系统设计的流程，并有效降低计算机控制系统的计算负担；同时，本发明DFIG控制方法对频率偏差、电机参数不准确具有良好的适应性，并仍能提供良好的功率跟踪能力；且亦可应用于太阳能、生物质能等新能源并网发电、交流传动等PWM变换器。

Description

一种同步坐标系下无锁相环的DFIG控制方法

技术领域

本发明属于双馈感应电机控制技术领域，具体涉及一种同步坐标系下无锁相环的DFIG控制方法。

背景技术

能源在国民经济中占有十分重要的战略地位。目前，我国能源结构不合理、利用效率低，根据2013年统计数据，我国能源结构中煤炭消费占一次能源消费的比重为65.7％，非化石能源消费占一次能源消费的比重为9.8％，是全球少有的以煤炭为主的能源消耗大国。大量化石能源的消费，造成大量的二氧化碳、二氧化硫排放，导致气候变暖、环境污染等严重问题，因此，我国致力于优化能源结构，大幅削减燃煤，增加新能源供应，并重点支持大型风力发电技术的研究开发。根据我国发布的《国民经济和社会发展的第十二个五年规划纲要》，在“十二五”期间，规划增加风电装机容量70GW，到2015年底，我国累计装机容量将达115GW，其中海上风电装机容量达到5GW，以风力发电为代表的新能源大规模开发利用，推动我国能源结构调整，向绿色化、多元化、低碳化能源发展演变。

随着风力发电并网要求的不断提高，目前兆瓦级大型风力发电机常采用电网友好度较高的变速恒频技术，主要分为以下两种类型：采用永磁风力发电机的全功率变换器、无齿轮箱增速(或单齿轮箱增速)的变速恒频发电系统，采用双馈感应发电机的多齿轮箱增速的变速恒频发电系统。目前，基于双馈感应发电机(doubly fed induction generator，DFIG)的机组由于其发电机体积小、造价低和变换器容量小等优势，成为陆上1MW到3MW功率等级风机的主流机型，全球市场占有率为75％左右。

随着双馈感应发电机的广泛应用、风电并网准则的不断提高，为有效提升双馈电机的运行性能，需采用先进的控制方案对其实施有效控制。目前，主要采用的控制方案有矢量控制、直接控制两类具有广泛代表性的控制技术。

矢量控制方案，按照参考坐标系的不同，可分为定子磁链定向(stator fluxoriented，SFO)和定子电压定向(stator voltage oriented，SVO)，其基本特征是采用双闭环控制结构，外环为功率控制环，通过功率调节器获得转子电流指令；内环为电流控制环，通过电流调节器获得转子电压指令；功率、电流调节器均采用线性PI调节器。采用矢量控制方案，其控制效果对电流解耦性、电机参数依赖性强。

直接控制方案，可分为直接转矩控制(direct torque control，DTC)、直接功率控制(direct power control，DPC)两类典型方案。原始直接控制方案，是根据转矩、磁链(有功、无功功率)的误差采用滞环控制器和开关表查询方法产生转子电压指令，这种结构去除了电流控制环而使控制结构大为化简，但由于变换器开关频率不固定的弊病，导致宽频谐波电流注入带电网，造成滤波电感的设计困难。由于双馈感应发电机处于发电运行状态，故在实际控制中常采用直接功率控制策略。

为了获得恒定的开关频率，目前广泛采用结合空间矢量调节技术的直接功率控制方法(SVM-DPC)，即对有功、无功功率误差采用线性调节器(PI调节器)以生成转子电压指令，并通过空间矢量调制技术获得实际所需的开关信号。其中，Zhi.D W和Xu.L在标题为Direct power control of DFIG with constant switchingfrequency and improved transient performance(IEEE Transactions on EnergyConversion,2007,22(1):110-118.)的文献中提出了一种采用定子磁链定向以及定子电压定向的SVM-DPC方法，该方法的核心是根据锁相环获得的定子磁链或定子电压相位角对测量到的电压、电流进行解耦分离，由有功、无功功率误差经过PI调节器可获得相应的dq轴转子电压指令，并采用空间矢量调节(SVM)技术获得实际控制开关管所需的开关信号，实现对双馈感应电机的控制，其控制原理如图1所示，利用一组(3个)霍尔电压传感器2采集三相定子电压U_sabc，利用一组(3个)霍尔电流传感器3采集三相定子电流I_sabc；将三相定子电压信号U_sabc、采集到的三相定子电流信号I_sabc分别经过三相静止/两相静止坐标变换模块6，得到定子电压综合矢量U_sαβ、定子电流综合矢量I_sαβ；经过两相定子静止到正转同步速旋转两相坐标变换模块7，得到在正转两相同步速坐标系中定子电压综合矢量U_sdq、定子电流综合矢量I_sdq；将所获得的定子电压、电流综合矢量经过功率计算模块8，可得定子输出瞬时有功、无功功率P_s、Q_s；然后，在与定子输出瞬时有功、无功功率指令P_sRef、Q_sRef比较获得相应的误差信号，在正转同步坐标系中分别对误差信号做比例-积分调节(模块11)，并经过解耦补偿计算模块12后，可获得在正转两相同步速坐标中转子电压指令然后，经过正转两相同步坐标系到转子两相静止坐标系变换(模块13)后，得转子两相静止坐标系中转子电压指令最后，采用控制矢量调制技术(模块14)后，可获得调节DFIG的转子变流器4的开关信号S_a、S_b、S_c，实现对双馈电机自身运行的控制。此外，控制系统采用由坐标变换模块7、比例积分调节模块9、积分模块10构成的软件锁相环(phase-lockedloop,PLL)电路获取定子电压(或定子磁链)的相位角角，采用光电编码器5获取转子角频率ω_r以及转子位置角θ_r，为模块13坐标变换提供理论依据。

根据上述分析可知，SVM-DPC控制方法的本质是根据锁相环获得的相位角信息，在正转两相同步坐标系中采用比例-积分调节器对有功、无功功率进行解耦控制。然后，该控制方案对锁相环获得的相角准确度依赖性强，而为快速、准确的检测实时相角信息，需对锁相环进行一定的改进，这也增加了系统设计的复杂性与计算负担。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种同步坐标系下无锁相环的DFIG控制方法，无需提取电压或磁链的相位角、频率信息，计算简单，设计方便。

一种同步坐标系下无锁相环的DFIG控制方法，包括如下步骤：

(1)采集DFIG的三相定子电压、三相定子电流、转速ω_r以及转子位置角θ_r；通过对所述的三相定子电压和三相定子电流进行Clarke变换，对应得到静止α-β坐标系下的定子电压矢量U_sαβ和定子电流矢量I_sαβ；

(2)利用虚拟相位角θ对定子电压矢量U_sαβ和定子电流矢量I_sαβ进行Parker变换，对应得到同步旋转坐标系下的定子电压矢量U_sdq和定子电流矢量I_sdq；

(3)根据所述的定子电压矢量U_sdq和定子电流矢量I_sdq，计算DFIG的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s；

(4)根据输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s，通过误差调节解耦补偿算法计算得到同步旋转坐标系下的转子电压指令U_rdq；

(5)根据转子位置角θ_r和虚拟相位角θ对转子电压指令U_rdq进行Park反变换，得到静止α-β坐标系下的转子电压指令U_rαβ，进而通过SVPWM(空间矢量脉宽调制)技术构造得到一组PWM信号以对DFIG的转子变流器进行控制。

所述的虚拟相位角θ是一周期为20ms幅值为2π的锯齿波状的相角信号。

所述的步骤(2)中根据以下算式对定子电压矢量U_sαβ和定子电流矢量I_sαβ进行Parker变换：

$U_{\mathrm{sdq}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}\\ u_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\α}}\\ u_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]$

$I_{\mathrm{sdq}}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\\ i_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\α}}\\ i_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]$

其中：u_sd和u_sq分别为定子电压矢量U_sdq的d轴分量和q轴分量，i_sd和i_sq分别为定子电流矢量I_sdq的d轴分量和q轴分量，u_sα和u_sβ分别为定子电压矢量U_sαβ的α轴分量和β轴分量，i_sα和i_sβ分别为定子电流矢量I_sαβ的α轴分量和β轴分量。

所述的步骤(3)中根据以下算式计算DFIG的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s：

P_s＝1.5(u_sdi_sd+u_sqi_sq)    Q_s＝1.5(u_sqi_sd-u_sdi_sq)

其中：u_sd和u_sq分别为定子电压矢量U_sdq的d轴分量和q轴分量，i_sd和i_sq分别为定子电流矢量I_sdq的d轴分量和q轴分量。

所述的步骤(4)中通过误差调节解耦补偿算法计算转子电压指令U_rdq的具体方法如下：

首先，使给定的目标功率指令P_ref和Q_ref分别减去输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s，对应得到功率误差信号ΔP_s和ΔQ_s；

然后，对功率误差信号ΔP_s和ΔQ_s进行PI调节(比例-积分调节)，得到同步旋转坐标系下的电压调节矢量V_sdq；

最后，对电压调节矢量V_sdq进行解耦补偿，得到同步旋转坐标系下的转子电压指令U_rdq。

根据以下算式对功率误差信号ΔP_s和ΔQ_s进行PI调节：

$\begin{array}{cc}\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{sd}}=C_{\mathrm{PI}}\left(s\right)\mathrm{\Δ}{P}_s\\ v_{\mathrm{sq}}=C_{\mathrm{PI}}\left(s\right)\mathrm{\Δ}{Q}_s\end{array}& C_{\mathrm{PI}}\left(s\right)=K_p+\frac{K_i}{s}\end{array}$

其中：v_sd和v_sq分别为电压调节矢量V_sdq的d轴分量和q轴分量，K_p为比例系数，K_i为积分系数，s为拉普拉斯算子。

根据以下算式对电压调节矢量V_sdq进行解耦补偿：

$U_{\mathrm{rdq}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{rd}}\\ u_{\mathrm{rq}}\end{array}\right]=-\frac{1}{\mathrm{\σ}{U}_s^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{sd}}& u_{\mathrm{sq}}\\ u_{\mathrm{sq}}& -u_{\mathrm{sd}}\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{sd}}\\ v_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]+\{-\frac{{\mathrm{\ω}}_s{L}_s}{\mathrm{\ω}{L}_m}\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}\\ u_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]-\frac{{\mathrm{\ω}}_s}{\mathrm{\σ}{U}_s^2}\left[\begin{array}{cc}-u_{\mathrm{sq}}& u_{\mathrm{sd}}\\ u_{\mathrm{sd}}& u_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_s\\ Q_s\end{array}\right]\}$

$U_s=\sqrt{{u_{\mathrm{sd}}}^2+{u_{\mathrm{sq}}}^2},\mathrm{\σ}=\frac{1.5L_m}{L_s{L}_r-{L_m}^2}$

其中：u_sd和u_sq分别为定子电压矢量U_sdq的d轴分量和q轴分量，v_sd和v_sq分别为电压调节矢量V_sdq的d轴分量和q轴分量，u_rd和u_rq分别为转子电压指令U_rdq的d轴分量和q轴分量，L_s和L_r分别为DFIG的定子漏感和转子漏感，L_m为DFIG的定转子互感，ω_s＝ω-ω_r，ω＝100π。

所述的步骤(5)中根据以下算式对转子电压指令U_rdq进行Park反变换：

$U_{\mathrm{r\α\β}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{r\α}}\\ u_{\mathrm{r\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)& -\sin (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)\\ \sin (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)& \cos (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{rd}}\\ u_{\mathrm{rq}}\end{array}\right]$

其中：u_rd和u_rq分别为转子电压指令U_rdq的d轴分量和q轴分量，u_rα和u_rβ分别为转子电压指令U_rαβ的α轴分量和β轴分量。

本发明去除了检测电压相角的锁相环环节，使得双馈感应发电机控制方法得到简化；采用本发明可有效降低设计的复杂性，削减系统计算负担；且本发明可应用于太阳能、生物质能并网逆变装置和交流传动设备等各类形式的PWM电力变换器中。

附图说明

图1为现有DFIG直接功率控制方法的流程示意图。

图2为本发明DFIG控制方法的流程示意图。

图3(a)为采用本发明控制方法在功率阶跃条件下DFIG运行的仿真波形图。

图3(b)为采用本发明控制方法在转速变化条件下DFIG运行的仿真波形图。

图4(a)为采用本发明控制方法在非理想电网频率(47Hz，-6％)以及电机参数偏差(-50％L_m、-50％R_s)条件下DFIG运行的仿真波形图。

图4(b)为采用本发明控制方法在非理想电网频率(47Hz，-6％)以及电机参数偏差(+50％L_m、-50％R_s)条件下DFIG运行的仿真波形图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

本实施方式以一台容量为2.0MW、额定电压为690V的商用DFIG为例；图2给出了该DFIG基于同步坐标系下无锁相环的控制方法，包括如下步骤：

(1)首先，利用一组(3个)电压霍尔传感器2采集DFIG的三相定子电压u_sa～u_sc，利用一组(3个)电流霍尔传感器3分别采集DFIG的三相定子电流i_sa～i_sc；

然后，根据角频率ω＝100π利用光电编码器5检测出DFIG的转速ω_r以及转子位置角θ_r，并计算出转子滑差角频率ω_s＝ω-ω_r；

利用Clarke变换模块6分别对三相定子电压u_sa～u_sc、三相定子电流i_sa～i_sc进行Clarke变换得到三相定子电压的α轴分量u_sα和β轴分量u_sβ、三相定子电流的α轴分量i_sα和β轴分量i_sβ；Clarke变换的表达式如下：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\α}}\\ u_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sa}}\\ u_{\mathrm{sb}}\\ u_{\mathrm{sc}}\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\α}}\\ i_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sa}}\\ i_{\mathrm{sb}}\\ i_{\mathrm{sc}}\end{array}\right]$

(2)利用Parker变换模块15，根据由周期为20ms幅值为2π的锯齿波产生的虚拟相位角θ分别对u_sα～u_sβ和i_sα～i_sβ进行Parker变换得到三相定子电压的d轴分量u_sd和q轴分量u_sq、三相定子电流的d轴分量i_sd和q轴分量i_sq；

Parker变换的表达式如下：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}\\ u_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\α}}\\ u_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\\ i_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\α}}\\ i_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]$

(3)首先，利用功率计算模块8，根据以下算式计算出DFIG定子的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s：

P_s＝1.5(u_sdi_sd+u_sqi_sq)    Q_s＝1.5(u_sqi_sd-u_sdi_sq)

然后，与相应的有功、无功功率指令比较得出相应的误差，并利用模块11对其比例-积分调节，最后经过解耦补偿模块12后，可得转子电压指令d轴矢量和转子电压q轴矢量

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{rd}}^{*}\\ u_{\mathrm{rq}}^{*}\end{array}\right]=-\frac{1}{k_{\mathrm{\σ}}{U}_s^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{sd}}& u_{\mathrm{sq}}\\ u_{\mathrm{sq}}& -u_{\mathrm{sd}}\end{array}\right]\×G_{\mathrm{PI}}\left(s\right)\left[\begin{array}{cc}{P}_{\mathrm{sRef}}& -P_s\\ Q_{\mathrm{sRef}}& -Q_s\end{array}\right]+\{-\frac{{\mathrm{\ω}}_s{L}_s}{\mathrm{\ω}{L}_m}\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}\\ u_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]-\frac{{\mathrm{\ω}}_s}{k_{\mathrm{\σ}}{U}_s^2}\left[\begin{array}{cc}-u_{\mathrm{sq}}& u_{\mathrm{sd}}\\ u_{\mathrm{sd}}& u_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_s\\ Q_s\end{array}\right]\}$

$G_{\mathrm{PI}}\left(s\right)=K_p+\frac{K_i}{s}$

其中：P_sRef和Q_sRef分别为给定的定子有功功率参考值和无功功率参考值，L_s、L_r、L_m分别为DFIG的定、转子电感以及定转子之间互感；本实施方式中L_s＝4.8828pu，L_r＝4.9071pu，L_m＝4.82pu，k_σ＝9.79，P_sRef＝-1pu，Q_sRef＝0pu，K_p＝3，K_i＝12。

(4)利用反Parker变换模块13，根据转差位置角θ-θ_r对转子d轴电压指令和转子q轴电压指令进行反Parker变换得到转子α轴电压指令U_rα和转子β轴电压指令U_rβ；

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{r\α}}\\ u_{\mathrm{r\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)& -\sin (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)\\ \sin \left(\mathrm{\θ}{-\mathrm{\θ}}_r\right)& \cos (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{rd}}^{*}\\ u_{\mathrm{rq}}^{*}\end{array}\right]$

最后，利用SVPWM调制模块14根据转子α轴电压指令U_rα和转子β轴电压指令U_rβ通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号S_a～S_c以对DFIG的转子变流器4进行控制。

图3为所发明的同步坐标系中无锁相环控制策略在功率阶跃、转速骤升条件下的仿真运行结果，从图中可以看出，本实施方式可以确保功率的有效跟踪以及快速响应，同时能够在转速骤升条件下确保功率的保证双馈电机的稳定可靠运行。

图4为在非理想电网频率(47Hz，-6％)以及电机参数偏差条件下，双馈电机跟踪效果，其中图4(a)为在-50％L_m、-50％R_s条件下功率阶跃双馈感应发电机仿真结果，图4(b)为在+50％L_m、-50％R_s条件下功率阶跃双馈感应发电机仿真结果。可见，在如此大的频率偏差以及参数偏差条件下，采用本实施方式仍能对有功、无功功率指令保持良好的跟踪特性。同时，也验证了本发明控制方法对参数、频率偏差具有鲁棒性。

综上所述，本发明DFIG控制方法，可在去除以检测定子电压相位角和频率为目标的锁相环环节的情况下，而对频率偏差、电机参数不准确具有较强的适应能力；该方法有效简化了系统设计流程，并降低计算机控制系统计算负担。

Claims (8)

1.一种同步坐标系下无锁相环的DFIG控制方法，包括如下步骤：

(1)采集DFIG的三相定子电压、三相定子电流、转速ω_r以及转子位置角θ_r；通过对所述的三相定子电压和三相定子电流进行Clarke变换，对应得到静止α-β坐标系下的定子电压矢量U_sαβ和定子电流矢量I_sαβ；

(2)利用虚拟相位角θ对定子电压矢量U_sαβ和定子电流矢量I_sαβ进行Parker变换，对应得到同步旋转坐标系下的定子电压矢量U_sdq和定子电流矢量I_sdq；

(3)根据所述的定子电压矢量U_sdq和定子电流矢量I_sdq，计算DFIG的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s；

(4)根据输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s，通过误差调节解耦补偿算法计算得到同步旋转坐标系下的转子电压指令U_rdq；

(5)根据转子位置角θ_r和虚拟相位角θ对转子电压指令U_rdq进行Park反变换，得到静止α-β坐标系下的转子电压指令U_rαβ，进而通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG的转子变流器进行控制。

2.根据权利要求1所述的DFIG控制方法，其特征在于：所述的虚拟相位角θ是一周期为20ms幅值为2π的锯齿波状的相角信号。

3.根据权利要求1所述的DFIG控制方法，其特征在于：所述的步骤(2)中根据以下算式对定子电压矢量U_sαβ和定子电流矢量I_sαβ进行Parker变换：

$U_{\mathrm{sdq}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}\\ u_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\α}}\\ u_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]$

$I_{\mathrm{sdq}}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\\ i_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\α}}\\ i_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]$

其中：u_sd和u_sq分别为定子电压矢量U_sdq的d轴分量和q轴分量，i_sd和i_sq分别为定子电流矢量I_sdq的d轴分量和q轴分量，u_sα和u_sβ分别为定子电压矢量U_sαβ的α轴分量和β轴分量，i_sα和i_sβ分别为定子电流矢量I_sαβ的α轴分量和β轴分量。

4.根据权利要求1所述的DFIG控制方法，其特征在于：所述的步骤(3)中根据以下算式计算DFIG的输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s：

P_s＝1.5(u_sdi_sd+u_sqi_sq)    Q_s＝1.5(u_sqi_sd-u_sdi_sq)

其中：u_sd和u_sq分别为定子电压矢量U_sdq的d轴分量和q轴分量，i_sd和i_sq分别为定子电流矢量I_sdq的d轴分量和q轴分量。

5.根据权利要求1所述的DFIG控制方法，其特征在于：所述的步骤(4)中通过误差调节解耦补偿算法计算转子电压指令U_rdq的具体方法如下：

首先，使给定的目标功率指令P_ref和Q_ref分别减去输出有功功率P_s和输出无功功率Q_s，对应得到功率误差信号ΔP_s和ΔQ_s；

然后，对功率误差信号ΔP_s和ΔQ_s进行PI调节，得到同步旋转坐标系下的电压调节矢量V_sdq；

最后，对电压调节矢量V_sdq进行解耦补偿，得到同步旋转坐标系下的转子电压指令U_rdq。

6.根据权利要求5所述的DFIG控制方法，其特征在于：根据以下算式对功率误差信号ΔP_s和ΔQ_s进行PI调节：

$\begin{array}{cc}\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{sd}}=C_{\mathrm{PI}}\left(s\right)\mathrm{\Δ}{P}_s\\ v_{\mathrm{sq}}=C_{\mathrm{PI}}\left(s\right)\mathrm{\Δ}{Q}_s\end{array}& C_{\mathrm{PI}}\left(s\right)=K_p+\frac{K_i}{s}\end{array}$

其中：v_sd和v_sq分别为电压调节矢量V_sdq的d轴分量和q轴分量，K_p为比例系数，K_i为积分系数，s为拉普拉斯算子。

7.根据权利要求5所述的DFIG控制方法，其特征在于：根据以下算式对电压调节矢量V_sdq进行解耦补偿：

$U_{\mathrm{rdq}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{rd}}\\ u_{\mathrm{rq}}\end{array}\right]=-\frac{1}{\mathrm{\σ}{U}_s^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{sd}}& u_{\mathrm{sq}}\\ u_{\mathrm{sq}}& -u_{\mathrm{sd}}\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{sd}}\\ v_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]+\{-\frac{{\mathrm{\ω}}_s{L}_s}{\mathrm{\ω}{L}_m}\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}\\ u_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]-\frac{{\mathrm{\ω}}_s}{\mathrm{\σ}{U}_s^2}\left[\begin{array}{cc}-u_{\mathrm{sq}}& u_{\mathrm{sd}}\\ u_{\mathrm{sd}}& u_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_s\\ Q_s\end{array}\right]\}$

$U_s=\sqrt{{u_{\mathrm{sd}}}^2+{u_{\mathrm{sq}}}^2},\mathrm{\σ}=\frac{1.5L_m}{L_s{L}_r-{L_m}^2}$

其中：u_sd和u_sq分别为定子电压矢量U_sdq的d轴分量和q轴分量，v_sd和v_sq分别为电压调节矢量V_sdq的d轴分量和q轴分量，u_rd和u_rq分别为转子电压指令U_rdq的d轴分量和q轴分量，L_s和L_r分别为DFIG的定子漏感和转子漏感，L_m为DFIG的定转子互感，ω_s＝ω-ω_r，ω＝100π。

8.根据权利要求1所述的DFIG控制方法，其特征在于：所述的步骤(5)中根据以下算式对转子电压指令U_rdq进行Park反变换：

$U_{\mathrm{r\α\β}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{r\α}}\\ u_{\mathrm{r\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)& -\sin (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)\\ \sin (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)& \cos (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_r)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{rd}}\\ u_{\mathrm{rq}}\end{array}\right]$

其中：u_rd和u_rq分别为转子电压指令U_rdq的d轴分量和q轴分量，u_rα和u_rβ分别为转子电压指令U_rαβ的α轴分量和β轴分量。