CN103929073B - 一种三电平pwm整流器的变开关组合直接功率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三电平PWM整流器的变开关组合直接功率控制方法，首先对当前时刻以及下一时刻的瞬时有功和瞬时无功进行计算，然后将其与参考有功和参考无功进行比较，得到两组开关表选择信号，利用这两组信号并结合在α‑β坐标系下的电压参考矢量所在的扇区号查找三电平PWM整流器直接功率控制开关表，选定两个三相开关组合。接着以下一个周期的功率脉动最小为控制目标，计算得到一个时间分配因子，在一个周期内对选定的两个三相开关组合的输出时间进行分配。本发明的方法能够避免功率调节过程中的超调现象，有效地改善了三电平PWM整流器直接功率控制系统的稳态性能。

Description

一种三电平PWM整流器的变开关组合直接功率控制方法

技术领域

本发明涉及PWM整流器控制领域，特别是一种三电平PWM整流器的变开关组合直接功率控制方法。

背景技术

PWM整流器是实现变频器四象限运行的前提，具有电流正弦、功率因素可控和直流母线电压精确调节等特点。相比于两电平PWM整流器，三电平PWM整流器在降低开关器件工作频率和减小开关器件应力的同时，大大改善了输出电压波形，减少了输出电压波形畸变，使能量流动更加顺畅，并具有很好的电流谐波特性。

直接功率控制(Direct Power Control，直接功率控制)作为一种最直接最有效的PWM整流器控制方法而广受关注。相比其它控制手段，直接功率控制根据开关表直接选择一个三相开关组合输出对有功和无功进行调节，具有极快的响应速度。但是当采样频率和开关频率相对较低时，在一个周期内通过开关表选择固定单一的开关组合输出，很可能在下一个采样周期或开关周期到来之前功率控制出现较大的超调。因此直接功率控制想要达到理想的效果，必须依赖较高的采样频率和开关频率，频率低易导致PWM整流输出存在较大的稳波，尤其对于高压大容量PWM整流器，由于开关频率低，使用直接功率控制效果会大打折扣。

文献[1](张颖超，赵争鸣，袁立强，鲁挺，张永昌.三电平PWM整流器直接功率控制[J].电工技术学报，2008，23(5)：63-68)提出了一种针对三电PWM整流器控制的直接功率控制方法，并提供了一个优化的三电平开关表。该方法在一个周期内通过开关表选择固定单一的开关组合输出，当采样频率和开关频率相对较低时，很可能在下一个采样周期或开关周期到来之前功率控制出现较大的超调。因此直接功率控制想要达到理想的效果，必须依赖较高的采样频率和开关频率，频率低易导致PWM整流输出存在较大的稳波，尤其对于高压大容量PWM整流器，由于开关频率低，使用直接功率控制效果会大打折扣。

文献[2](Malinowski M,Jasinski M,Kazmierkowski M P.Simple direct powercontrol of three-phase PWM rectifier using space-vector modulation(DPC-SVM)[J].Industrial Electronics,IEEE Transactions on,2004,51(2):447-454)提出了一种基于空间矢量调制的PWM整流器直接功率控制方法(DPC-SVM方法)，它将功率脉动与电压矢量联系起来，通过一个虚拟磁通估计器获得参考电压矢量，再用SVPWM进行输出，从而实现对瞬时功率的控制。但该方法功率控制不是通过查找开关表直接选择三相开关组合输出来实现，而是基于伏秒平衡原理的空间矢量调制输出，而不是根据瞬时功率变化情况直接查找开关表来选择相应的三相开关组合输出对有功和无功进行调节，控制上不够直接，因而动态响应没有传统的直接功率控制好。

文献[3](张永昌，谢伟，李正熙.PWM整流器功率脉动最小化方法的研究[J].中国电机工程学报，2013，33(18):57-64)提出了在正常输出矢量中插入零矢量的直接功率控制方法，在一个开关周期的部分时间内通过查找开关表输出一个非零矢量三相开关组合，而另一部分时间内则选择零矢量三相开关组合(000或111)进行输出，以降低传统的直接功率控制方法输出超调所引起功率脉动。这种方法将功率脉动优化问题转化为零矢量三相开关组合(000或111)与非零矢量三相开关组合作用时间的优化问题，输出三相开关组合与功率脉动关系的数学模型容易建立。但是该方法采用零矢量三相开关组合(000或111)输出来避免超调，无法应用于三电PWM整流器，因为如表1所示三电平PWM整流器没有零矢量开关组合(对应于三电平的零矢量三相开关组合为：000或111或222)参与调制。

文献[4](孙丹，方扬，邓伦杰.一种双馈感应发电机优化预测直接功率控制方法.专利申请号：201310373086.8，申请日期：2013-08-25)中的附图1中的模块14开关表不是通过瞬时有功和瞬时无功跟参考有功和参考无功比较后得到一组开关表选择信号来查表选择矢量输出，而是通过电压参考矢量进行扇区选择，进而确定最近三矢量进行调制输出，本质上也是属于DPC-SVM方法，虽然没有基于伏秒平衡理论进行调制，但不是根据瞬时功率变化情况直接查找开关表来选择相应的三相开关组合输出对有功和无功进行调节，控制上仍不够直接，因而动态响应没有传统的直接功率控制好。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种三电平PWM整流器的变开关组合直接功率控制方法，避免功率调节过程中的超调现象，改善三电平PWM整流器直接功率控制系统的稳态性能。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种三电平PWM整流器的变开关组合直接功率控制方法，包括以下步骤：

1)根据三相电网电压信号(u_a,u_b,u_c)和两相电流信号(i_a,i_b)计算当前时刻的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q：

p＝u_ai_a+u_bi_b-u_c(i_a+i_b)；

$q=\frac{1}{\sqrt{3}}[(u_b-u_c)i_a+(u_c-u_a)i_b-(u_a-u_b)(i_a+i_b)];$

2)计算当前时刻的下一时刻瞬时有功功率和瞬时无功功率

$\hat{p}=\mathrm{\ωL}[\frac{d{\hat{i}}_a}{\mathrm{d\θ}}(2{\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)+\frac{d{\hat{i}}_b}{\mathrm{d\θ}}(2{\hat{i}}_b+{\hat{i}}_a)]+{\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}\left[(S_a{\hat{i}}_a+S_b{\hat{i}}_b-S_c({\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)\right];$

$\hat{q}=\frac{1}{\sqrt{3}}\left\{3\mathrm{\ωL}(\frac{d{\hat{i}}_b}{\mathrm{d\θ}}{\hat{i}}_a-\frac{d{\hat{i}}_a}{\mathrm{d\θ}}{\hat{i}}_b){-\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}\right[S_a(2{\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)-S_b(2{\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)+S_c({\hat{i}}_a-{\hat{i}}_b)\left]\right\};$

其中，(S_a,S_b,S_c)为当前时刻的三电平PWM变换器直接功率控制的三电平PWM变换器三相开关组合输出状态；为下一时刻的两相电流信号；为下一时刻直流母线电压；ω为三相电网角频率；L为输入电感量；

3)比较当前时刻的瞬时有功功率p和参考瞬时有功功率p^*、当前时刻的瞬时无功功率q和参考瞬时无功功率q^*，得到一组开关表选择信号(S_p,S_q)，利用所述开关表选择信号(S_p,S_q)，结合在α-β坐标系下的电压参考矢量所在扇区号查找三电平PWM整流器直接功率控制开关表，选定一个三相开关组合A；比较下一时刻瞬时有功功率和参考瞬时有功功率p^*、下一时刻瞬时无功功率和参考瞬时无功功率q^*，得到另一组开关表选择信号利用该组开关表选择信号结合在α-β坐标系下的电压参考矢量所在扇区号查找三电平PWM整流器直接功率控制开关表，选定另一个三相开关组合B；

4)确定上述三相开关组合A和三相开关组合B的输出顺序；

5)以下一个周期的功率脉动最小为控制目标，计算得到一个时间分配因子δ，在一个周期内对两个三相开关组合A和B的输出时间进行分配。

所述步骤5)中，时间分配因子ξ的计算过程如下：

设三电平PWM整流器的开关周期为t_s，则三相开关组合A和B的输出时间分别为ξt_s和(1-ξ)t_s；

当三相开关组合A先输出时，三电平PWM整流器的功率脉动函数f_AB(ξ)为：

$f_{\mathrm{AB}}\left(\mathrm{\ξ}\right)=\{{\hat{p}}_A(k+1)-(1-\mathrm{\ξ})[{\hat{p}}_B(k+1)-p\left(k\right)]-p^{*}{\}}^2+\{{\hat{q}}_A(k+1)-(1-\mathrm{\ξ})[{\hat{q}}_B(k+1)-q\left(k\right)]-q^{*}{\}}^2,$

令即求得ξ的值；

当三相开关组合B先输出时，三电平PWM整流器的功率脉动函数f_BA(ξ)为：

$f_{\mathrm{BA}}\left(\mathrm{\ξ}\right)=\{{\mathrm{\ξ}\hat{p}}_A(k+1)-[{\hat{p}}_B(k+1)-p\left(k\right)]-p^{*}{\}}^2+\{{\mathrm{\ξ}\hat{q}}_A(k+1)-[{\hat{q}}_B(k+1)-q\left(k\right)]-q^{*}{\}}^2,$

令即求得ξ的值；

其中，当三相开关组合A先输出时：

${\hat{p}}_A(k+1)=\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{A\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\ξ\Δ\θ}}[{2i}_{A\left(a\right)}(k+1)+i_{A\left(b\right)}(k+1)]+\\ \frac{i_{A\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\ξ\Δ\θ}}\left[{2i}_{A\left(b\right)}(k+1){+i}_{A\left(a\right)}(k+1)\right]\end{array}\right\}+$

${\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}{i}_{A\left(a\right)}(k+1)+S_{A\left(b\right)}{i}_{A\left(b\right)}(k+1)-\\ S_{A\left(c\right)}[i_{A\left(a\right)}(k+1)+i_{A\left(b\right)}(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{q}}_A(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{A\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\ξ\Δ\θ}}{i}_{A\left(a\right)}(k+1)-\\ \frac{i_{A\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\ξ\Δ\θ}}{i}_{A\left(b\right)}(k+1)\end{array}\right\}-;$

$\frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}[2i_{A\left(b\right)}(k+1)+i_{A\left(a\right)}(k+1)]-\\ S_{A\left(b\right)}[2i_{A\left(a\right)}(k+1)+i_{A\left(b\right)}(k+1)]+\\ S_{A\left(c\right)}[i_{A\left(a\right)}(k+1)-i_{A\left(b\right)}(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{p}}_B(k+1)=\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}[{2i}_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ \frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}\left[{2i}_b(k+1){+i}_a(k+1)\right]\end{array}\right\}+;$

${\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}{i}_a(k+1)+S_{\mathrm{Bb}}{i}_b(k+1)-\\ S_{B\left(c\right)}[i_a(k+1)+i_b(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{q}}_B(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}{i}_a(k+1)-\\ \frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}{i}_b(k+1)\end{array}\right\}-;$

$\frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}[2i_b(k+1)+i_a(k+1)]-\\ S_{B\left(b\right)}[2i_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ S_{B\left(c\right)}[i_a(k+1)-i_b(k+1)]\end{array}\right\}$

i_A(x)(k+1)＝ξ[i_(x)(k+1)-i_(x)(k)]+i_(x)(k)；

当三相开关组合B先输出时：

${\hat{p}}_B(k+1)=\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{B\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{(1-\mathrm{\ξ})\mathrm{\ξ\Δ\θ}}[{2i}_{B\left(a\right)}(k+1)+i_{B\left(b\right)}(k+1)]+\\ \frac{i_{B\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{(1-\mathrm{\ξ})\mathrm{\ξ\Δ\θ}}\left[{2i}_{B\left(b\right)}(k+1){+i}_{B\left(a\right)}(k+1)\right]\end{array}\right\}+$

${\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}{i}_{B\left(a\right)}(k+1)+S_{B\left(b\right)}{i}_{B\left(b\right)}(k+1)-\\ S_{B\left(c\right)}[i_{B\left(a\right)}(k+1)+i_{B\left(b\right)}(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{q}}_B(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{B\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{(1-\mathrm{\ξ})\mathrm{\Δ\θ}}{i}_{B\left(a\right)}(k+1)-\\ \frac{i_{B\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{(1-\mathrm{\ξ})\mathrm{\Δ\θ}}{i}_{B\left(b\right)}(k+1)\end{array}\right\}-;$

$\frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}[2i_{B\left(b\right)}(k+1)+i_{B\left(a\right)}(k+1)]-\\ S_{B\left(b\right)}[2i_{B\left(a\right)}(k+1)+i_{B\left(b\right)}(k+1)]+\\ S_{B\left(c\right)}[i_{B\left(a\right)}(k+1)-i_{B\left(b\right)}(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{p}}_A(k+1)=\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}[{2i}_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ \frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}\left[{2i}_b(k+1){+i}_a(k+1)\right]\end{array}\right\}+$

${\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}{i}_a(k+1)+S_{\mathrm{Ab}}{i}_b(k+1)-\\ S_{A\left(c\right)}[i_a(k+1)+i_b(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{q}}_A(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}{i}_a(k+1)-\\ \frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}{i}_b(k+1)\end{array}\right\}-$

$\frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}[2i_b(k+1)+i_a(k+1)]-\\ S_{A\left(b\right)}[2i_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ S_{A\left(c\right)}[i_a(k+1)-i_b(k+1)]\end{array}\right\}$

其中，和分别三相开关组合A作用后的瞬时有功功率和瞬时无功功率；和分别三相开关组合B作用后的瞬时有功功率和瞬时无功功率；i_a(k)、i_b(k)、i_c(k)分别为当前时刻的三相电流值；i_A(a)(k+1)、i_A(b)(k+1)、i_A(c)(k+1)分别为三相开关组合A作用结束时刻的三相电流值；i_B(a)(k+1)、i_B(b)(k+1)、i_B(c)(k+1)分别为三相开关组合B作用结束时刻的三相电流值；△θ为一个周期内参考矢量旋转角度的变化量；S_A(a)、S_A(b)、S_A(c)分别为三相开关组合A的三相输出状态，S_B(a)、S_B(b)、S_B(c)分别为三相开关组合B的三相输出状态，每一相的输出状态分别取值为0、1、2，在三电平中点电位平衡时对应的输出电压分别为0、V_dc/2、V_dc，其中V_dc为当前时刻的直流母线电压，根据三相输出状态的开关状态进行取值，当某一相的开关状态为0时，开关状态为1时，(在三电平中点电位平衡时输出开关状态为2时，其中和分别为下一时刻三电平PWM整流器直流母线上下两个电容的电压；例如当(S_a,S_b,S_c)＝(2,1,0)时， ${\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\{S_a{\hat{i}}_a(k+1)S_b{\hat{i}}_b(k+1)-S_c{[\hat{i}}_a(k+1)+{\hat{i}}_b(k+1)]\}=[{\hat{V}}_{C1}(k+1)+{\hat{V}}_{C2}(k+1)]{\hat{i}}_a(k+1)+{\hat{V}}_{C2}(k+1){\hat{i}}_b(k+1)$ ，S_a,S_b,S_c数值不参与计算，只是作为取值的判断条件。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明的方法避免了功率调节过程中的超调现象，有效地改善了基于传统三电平开关表的直接功率控制系统的稳态性能和动态响应特性，具有很大的实用价值。

附图说明

图1为本发明一实施例原理框图；

图2为三电平PWM变换器直接功率控制的三相开关组合在α-β坐标系矢量空间中的分布图；

图3为单相PWM整流器等效电路模型图；

图4为负载突变下的有功和无功以及相电流实验波形图；

图5为连续两次负载突变下的直流母线电压和相电流实验波形图。

具体实施方式

本发明方法具体包含以下步骤：

步骤一：如图1所示，首先根据三相电压信号(u_a,u_b,u_c)和两相电流信号(i_a,i_b)对当前的瞬时有功p和瞬时无功q进行计算：

p＝u_ai_a+u_bi_b-u_c(i_a+i_b) (1)

$q=\frac{1}{\sqrt{3}}[(u_b-u_c)i_a+(u_c-u_a)i_b-(u_a-u_b)(i_a+i_b)]---\left(2\right)$

步骤二：根据当前的三电平PWM变换器直接功率控制三相开关组合输出状态(S_a,S_b,S_c)、下一时刻的两相电流信号下一时刻直流母线电压电网角频率ω和电感量L对下一时刻瞬时有功和瞬时无功进行计算：

$\hat{p}=\mathrm{\ωL}[\frac{d{\hat{i}}_a}{\mathrm{d\θ}}(2{\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)+\frac{d{\hat{i}}_b}{\mathrm{d\θ}}(2{\hat{i}}_b+{\hat{i}}_a)]+{\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}\left[(S_a{\hat{i}}_a+S_b{\hat{i}}_b-S_c({\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)\right]---\left(3\right)$

$\hat{q}=\frac{1}{\sqrt{3}}\left\{3\mathrm{\ωL}(\frac{d{\hat{i}}_b}{\mathrm{d\θ}}{\hat{i}}_a-\frac{d{\hat{i}}_a}{\mathrm{d\θ}}{\hat{i}}_b){-\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}\right[S_a(2{\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)-S_b(2{\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)+S_c({\hat{i}}_a-{\hat{i}}_b)\left]\right\}---\left(4\right)$

对于三电平PWM整流器，S_a,S_b,S_c三相开关组合的每一相的开关状态可取值为0、1、2，在三电平中点电位平衡时对应的输出电压分别为0、V_dc/2、V_dc，其中V_dc为当前的直流母线电压。则根据S_a,S_b,S_c的开关状态进行取值，当某一相的开关状态为0时，开关状态为1时，(在三电平中点电位平衡时)，输出开关状态为2时，其中和分别为下一时刻三电平PWM整流器直流母线上下两个电容的电压。例如当(S_a,S_b,S_c)＝(2,1,0)时， ${\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}\left[(S_a{\hat{i}}_a+S_b{\hat{i}}_b-S_c({\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)\right]=({\hat{V}}_{C1}+{\hat{V}}_{C2}){\hat{i}}_a+{\hat{V}}_{C2}{\hat{i}}_b,S_a,S_b,S_c$ 数值不参与计算，只是作为取值的判断条件。

步骤三：将在步骤一中计算得到的当前瞬时有功p和瞬时无功q跟参考瞬时有功p^*和参考瞬时无功值q^*进行比较，得到一组开关表选择信号(S_p,S_q)，利用该信号结合在α-β坐标系下的电压参考矢量所在扇区号(θ₁～θ₁₂)查找三电平PWM整流器直接功率控制开关表(如表1所示)，选定一个三相开关组合A；同时也将在步骤二中计算得到的下一时刻瞬时有功和瞬时无功跟p^*和q^*进行比较，得到另一组开关表选择信号利用该信号并结合扇区号再一次进行查表，选定另一个三相开关组合B；

步骤四：确定三相开关组合A和B的输出顺序；

步骤五：以下一个周期的功率脉动最小为控制目标，计算得到一个时间分配因子δ，在一个周期内对两个三相开关组合A和B的输出时间进行分配。

本发明原理推导如下：

三电平PWM变换器直接功率控制的三相开关组合在α-β坐标系的矢量空间中分布如图2所示，24个三相开关组合将矢量空间分割为12个扇区θ₁～θ₁₂。三电平PWM整流器直接功率控制开关表如表1所示，在每个扇区均有8个三相开关组合可供选择，这是在每周期内变开关组合输出的前提。

表1三电平PWM整流器直接功率控制开关表

为了判断在α-β坐标系下的参考矢量所在扇区号(θ₁～θ₁₂)，首先要进行坐标变换：将三相电流从三相旋转坐标系a-b-c转为两相静止坐标系α-β：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中i_c＝-(i_a+i_b)，i_α和i_β为在两相静止α-β坐标系下的电流矢量。

在α-β坐标系下两相电压和电流满足以下关系：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{1}{i_{\mathrm{\α}}^2+i_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{i}_{\mathrm{\α}}& -i_{\mathrm{\β}}\\ i_{\mathrm{\β}}& i_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]---\left(6\right)$

因此可以得到参考矢量在α-β坐标系下的角度值：

$\mathrm{\θ}=\mathrm{arctg}\frac{V_{\mathrm{\β}}}{V_{\mathrm{\α}}}---\left(7\right)$

式(3)和式(4)可通过以下方法推导得到：

首先将单相PWM整流器等效为如图3所示简单电路模型。其中u_s为网侧相电压，u_L为耦合电抗器上的压降，u_e为PWM变换器交流侧相电压可根据PWM变换器三相输出状态和三相电流值进行估计。忽略电感上内阻造成的压降，三个电压之间满足如下关系：

$u_s=u_L+u_e=\mathrm{\ωL}\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{d\θ}}+u_e---\left(8\right)$

将式(8)代入式(1)，其中u_e可通过直流母线电压、三相开关组合输出状态及三相电流进行计算得到。

根据式(3)和式(4)，想得到下一时刻的瞬时有功和无功，必须先获得下一时刻的三相电流和下一时刻的直流母线电压值。离散化后，根据二阶外推预测法有：

i_x(k+1)＝3i_x(k)-3i_x(k-1)+i_x(k-2) (9)

V_C1(k+1)＝3V_C1(k)-3V_C1(k-1)+V_C1(k-2) (10)

V_C2(k+1)＝3V_C2(k)-3V_C2(k-1)+V_C2(k-2) (11)

其中x代表a-b-c三相中的一相，即x＝a或x＝b或x＝c。下一时刻的直流母线电压V_dc(k+1)＝V_C1(k+1)+V_C2(k+1)。

每个开关周期两个三相开关组合输出的时间分配因子计算推导如下：

设三电平PWM整流器的开关周期为t_s，每个周期两个三相开关组合输出时间分配因子为ξ，则开关组合A和B的输出时间分别为ξt_s和(1-ξ)t_s。为了使下一时刻的瞬时有功和瞬时无功相比参考有功p^*和参考无功q^*的超调最小，则需要对时间分配因子为ξ进行优化。

另外，为了防止三电平PWM整流器输出电压跳变过大，并尽可能的降低器件的开关损耗，需要对三相开关组合输出顺序进行确定。如表1所示，假设S_p＝0且S_q＝0，则a-b-c三相开关组合A为200，假设此时且则三相开关组合B可为110或221，如果此时三相开关组合输出顺序为200-221，则b相从状态0直接跳变到状态2，也就是输出直接从0V跳变至V_dc，将会导致过大的dv/dt电压跳变。而对于另外一种情况，当三相开关组合A为200，此时且则三相开关组合B可为100或211，如果此时选择三相开关组合输出顺序为200-100，则整个过程只a相有一次开关跳变，而如果选择200-211组合输出，则整个过程只b相和c相均有一次开关跳变，其开关损耗比200-100组合输出时多了一倍。因此必须根据上一个开关周期的后发三相开关组合状态来确定下一个周期的三相开关组合输出顺序。

如果确定下一个周期的首发三相开关组合为A，后发三相开关组合为B，则三相开关组合B作用后的三相电流为i_x(k+1)；而A作用后的三相电流i_A(x)(k+1)为：

i_A(x)(k+1)＝ξ[i_x(k+1)-i_x(k)]+i_x(k) (12)

如果确定下一个周期的首发三相开关组合为B，后发三相开关组合A，则三相开关组合A作用后的三相电流为i_x(k+1)；而B作用后的三相电流i_B(x)(k+1)为：

i_B(x)(k+1)＝(1-ξ)[i_x(k+1)-i_x(k)]+i_x(k) (13)

则离散化后的下一个开关周期首发三相开关组合为A时，三相开关组合A和B作用后的预测有功和预测无功分别为：

${\hat{p}}_A(k+1)=\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{A\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\ξ\Δ\θ}}[{2i}_{A\left(a\right)}(k+1)+i_{A\left(b\right)}(k+1)]+\\ \frac{i_{A\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\ξ\Δ\θ}}\left[{2i}_{A\left(b\right)}(k+1){+i}_{A\left(a\right)}(k+1)\right]\end{array}\right\}+---\left(14\right)$

${\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}{i}_{A\left(a\right)}(k+1)+S_{A\left(b\right)}{i}_{A\left(b\right)}(k+1)-\\ S_{A\left(c\right)}[i_{A\left(a\right)}(k+1)+i_{A\left(b\right)}(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{q}}_A(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{A\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\ξ\Δ\θ}}{i}_{A\left(a\right)}(k+1)-\\ \frac{i_{A\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\ξ\Δ\θ}}{i}_{A\left(b\right)}(k+1)\end{array}\right\}----\left(15\right)$

$\frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}[2i_{A\left(b\right)}(k+1)+i_{A\left(a\right)}(k+1)]-\\ S_{A\left(b\right)}[2i_{A\left(a\right)}(k+1)+i_{A\left(b\right)}(k+1)]+\\ S_{A\left(c\right)}[i_{A\left(a\right)}(k+1)-i_{A\left(b\right)}(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{p}}_B(k+1)=\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}[{2i}_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ \frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}\left[{2i}_b(k+1){+i}_a(k+1)\right]\end{array}\right\}+---\left(16\right)$

${\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}{i}_a(k+1)+S_{\mathrm{Bb}}{i}_b(k+1)-\\ S_{B\left(c\right)}[i_a(k+1)+i_b(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{q}}_B(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}{i}_a(k+1)-\\ \frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}{i}_b(k+1)\end{array}\right\}----\left(17\right)$

$\frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}[2i_b(k+1)+i_a(k+1)]-\\ S_{B\left(b\right)}[2i_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ S_{B\left(c\right)}[i_a(k+1)-i_b(k+1)]\end{array}\right\}$

其中和分别三相开关组合A作用后的瞬时有功和瞬时无功；和分别三相开关组合B作用后的瞬时有功和瞬时无功；S_A(a)、S_A(b)、S_A(c)分别为三相开关组合A的三相输出状态；S_B(a)、S_B(b)、S_B(c)分别为三相开关组合B的三相输出状态。

则离散化后的下一个开关周期首发三相开关组合为B时，三相开关组合A和B作用后的预测有功和预测无功分别为：

${\hat{p}}_B(k+1)=\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{B\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{(1-\mathrm{\ξ})\mathrm{\ξ\Δ\θ}}[{2i}_{B\left(a\right)}(k+1)+i_{B\left(b\right)}(k+1)]+\\ \frac{i_{B\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{(1-\mathrm{\ξ})\mathrm{\ξ\Δ\θ}}\left[{2i}_{B\left(b\right)}(k+1){+i}_{B\left(a\right)}(k+1)\right]\end{array}\right\}+---\left(18\right)$

${\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}{i}_{B\left(a\right)}(k+1)+S_{B\left(b\right)}{i}_{B\left(b\right)}(k+1)-\\ S_{B\left(c\right)}[i_{B\left(a\right)}(k+1)+i_{B\left(b\right)}(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{q}}_B(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{B\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{(1-\mathrm{\ξ})\mathrm{\Δ\θ}}{i}_{B\left(a\right)}(k+1)-\\ \frac{i_{B\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{(1-\mathrm{\ξ})\mathrm{\Δ\θ}}{i}_{B\left(b\right)}(k+1)\end{array}\right\}----\left(19\right)$

$\frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}[2i_{B\left(b\right)}(k+1)+i_{B\left(a\right)}(k+1)]-\\ S_{B\left(b\right)}[2i_{B\left(a\right)}(k+1)+i_{B\left(b\right)}(k+1)]+\\ S_{B\left(c\right)}[i_{B\left(a\right)}(k+1)-i_{B\left(b\right)}(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{p}}_A(k+1)=\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}[{2i}_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ \frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}\left[{2i}_b(k+1){+i}_a(k+1)\right]\end{array}\right\}+---\left(20\right)$

${\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}{i}_a(k+1)+S_{\mathrm{Ab}}{i}_b(k+1)-\\ S_{A\left(c\right)}[i_a(k+1)+i_b(k+1)]\end{array}\right\}$

${\hat{q}}_A(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\ωL}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}{i}_a(k+1)-\\ \frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\Δ\θ}}{i}_b(k+1)\end{array}\right\}----\left(21\right)$

$\frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{\mathrm{dc}}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}[2i_b(k+1)+i_a(k+1)]-\\ S_{A\left(b\right)}[2i_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ S_{A\left(c\right)}[i_a(k+1)-i_b(k+1)]\end{array}\right\}$

首发三相开关组合为A时，令PWM整流器的功率脉动函数f_AB(ξ)为：

$\begin{array}{c}{f}_{\mathrm{AB}}\left(\mathrm{\ξ}\right)={\{\hat{p}}_A(k+1)-(1-\mathrm{\ξ})[{\hat{p}}_B(k+1)-p\left(k\right)]-p^{*}{\}}^2+\\ {\hat{q}}_A(k+1)-(1-\mathrm{\ξ})[{\hat{q}}_B(k+1)-q\left(k\right)]-q^{*}{\}}^2\end{array}---\left(22\right)$

首发三相开关组合为B时，令PWM整流器的功率脉动函数f_BA(ξ)为：

$\begin{array}{c}{f}_{\mathrm{BA}}\left(\mathrm{\ξ}\right)={\{\mathrm{\ξ}\hat{p}}_A(k+1)-(1-\mathrm{\ξ})[{\hat{p}}_B(k+1)-p\left(k\right)]-p^{*}{\}}^2+\\ \{\mathrm{\ξ}{\hat{q}}_A(k+1)-(1-\mathrm{\ξ})[{\hat{q}}_B(k+1)-q\left(k\right)]-q^{*}{\}}^2\end{array}---\left(23\right)$

其中p(k)和q(k)分别为当前的瞬时有功和瞬时无功，可由式(1)和式(2)求得，p^*和q^*分别为参考有功和参考无功。式(22)和式(23)通过对ξ求导，并令或便可求得ξ的值。

ξ的取值范围为0≤ξ≤1。如果求得的ξ大于1，说明功率调节尚未达到稳态，此时令ξ等于1，即在下一个开关周期内仅让三相开关组合A输出；如果算出的ξ小于0，说明当前所选的这一组三相开关组合输出将会导致下一时刻功率超调过大，这种情况下如果令ξ等于0，即在下一开关周期内仅让三相开关组合B输出(三相开关组合A不输出)，则跟当前瞬时有功p和无功q与参考有功p^*和无功q^*确定当前要输出三相开关组合A相矛盾，因此当ξ小于0时，不能让其等于0，而应该等于一个设定值δ(0<δ<0.5)。δ值跟PWM整流器的开关频率有很大关系，在实践中可根据经验或通过试探法来确定，一般情况下，开关频率越高，δ就要越小，反之，开关频率越低，δ就应该相应地调大。

本发明方法的实施例：

假设三相开关组合A为200，B为211，且开关组合输出顺序为先A后B，则：

${\hat{p}}_A(k+1)=\mathrm{\&omega;L}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}[{2\mathrm{\&xi;i}}_a(k+1)-2+\mathrm{\&xi;}{i}_a\left(k\right)+\mathrm{\&xi;}{i}_b\left(k\right)+2i_a\left(k\right)+i_b\left(k\right)]+\\ \frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}[{2\mathrm{\&xi;i}}_b(k+1)-2\mathrm{\&xi;}{i}_b\left(k\right){+\mathrm{\&xi;i}}_a(k+1)-\mathrm{\&xi;}{i}_a\left(k\right)+2i_b\left(k\right)+i_a\left(k\right)]\end{array}\right\}+$

[V_C1(k+1)+V_C2(k+1)]{ξ[i_a(k+1)-i_a(k)]+i_a(k)}

${\hat{q}}_A(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\&omega;L}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}{\left\{\mathrm{\&xi;}\right[i}_a(k+1)-i_a\left(k\right)]+i_a\left(k\right)\\ \frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}\left\{\mathrm{\&xi;}\right[i_b(k+1)-i_b\left(k\right)]+i_b\left(k\right)\}\end{array}\right\}-$

$\frac{1}{\sqrt{3}}[V_{C1}(k+1)+V_{C2}(k+1)]\left\{\right[\mathrm{\&xi;}[i_b(k+1)-i_b\left(k\right)]+i_b\left(k\right)+\mathrm{\&xi;}[i_a(k+1)-i_a\left(k\right)]+i_a\left(k\right)\left]\right\}$

${\hat{p}}_B(k+1)=\mathrm{\&omega;L}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}[{2i}_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ \frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}\left[{2i}_b(k+1){+i}_a(k+1)\right]\end{array}\right\}+$

{[V_C1(k+1)+V_C2(k+1)]i_a(k+1)+V_C2(k+1)i_b(k+1)-V_C2(k+1)[i_a(k+1)+i_b(k+1)]}

${\hat{q}}_B(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\&omega;L}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}{i}_a(k+1)-\\ \frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}{i}_b(k+1)\end{array}\right\}-$

$\frac{1}{\sqrt{3}}\left\{\begin{array}{c}[V_{C1}(k+1)+V_{C2}(k+1)][2i_b(k+1)+i_a(k+1)]-\\ V_{C2}(k+1)[2i_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ V_{C2}(k+1)[i_a(k+1)-i_b(k+1)]\end{array}\right\}$

则PWM整流器的功率脉动函数f_AB(ξ)为：

$f_{\mathrm{AB}}\left(\mathrm{\&xi;}\right)=\{{\hat{p}}_A(k+1)-(1-\mathrm{\&xi;})[{\hat{p}}_B(k+1)-p\left(k\right)]-p^{*}{\}}^2+\{{\hat{q}}_A(k+1)-(1-\mathrm{\&xi;})[{\hat{q}}_B(k+1)-q\left(k\right)]-q^{*}{\}}^2$

令便可求得ξ的值。

假设三相开关组合输出顺序为先B(211)后A(200)，则：

${\hat{p}}_B(k+1)=\mathrm{\&omega;L}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}\{{(1-\mathrm{\&xi;})[2i}_a(k+1)-2i_a\left(k\right)+i_b(k+1)-i_b\left(k\right)]+2i_a\left(k\right)+i_b\left(k\right)\}+\\ \frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}\left\{(1-\mathrm{\&xi;})\right[{2i}_b(k+1)-2i_b\left(k\right){+i}_a(k+1)-i_a\left(k\right)]2i_a\left(k\right)+i_a\left(k\right)\end{array}\right\}+$

$\left\{\begin{array}{c}[V_{C1}(k+1)+V_{C2}(k+1)]\left\{(1-\mathrm{\&xi;})\right[i_a(k+1)-i_a\left(k\right)]+i_a\left(k\right)\}+\\ V_{C2}(k+1)\left\{(1-\mathrm{\&xi;})\right[i_b(k+1)-i_b\left(k\right)]+i_b\left(k\right)\}-\\ V_{C2}(k+1)[{(1-\mathrm{\&xi;})[i}_a(k+1)-i_a\left(k\right)]+i_a\left(k\right)+(1-\mathrm{\&xi;})[i_b(k+1)-i_b\left(k\right)]+i_b\left(k\right)\end{array}\right\}$

${\hat{q}}_B(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\&omega;L}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}\left\{(1-\mathrm{\&xi;})\right[i_a(k+1)-i_a\left(k\right)]+i_a\left(k\right)-\\ \frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}\left\{(1-\mathrm{\&xi;})\right[i_b(k+1)-i_b\left(k\right)]+i_b\left(k\right)\end{array}\right\}-$

$\frac{1}{\sqrt{3}}\left\{\begin{array}{c}[V_{C1}(k+1)+V_{C2}(k+1)]2\left\{(1-\mathrm{\&xi;})\right[i_a(k+1)-i_a\left(k\right)]+i_b\left(k\right)\}+\left\{(1-\mathrm{\&xi;})\right[i_a(k+1)-i_a\left(k\right)]+i_a\left(k\right)\}]-\\ V_{C2}(k+1)\left[2\right\{(1-\mathrm{\&xi;})[i_b(k+1)-i_b\left(k\right)]+i_b\left(k\right)\}+\{(1-\mathrm{\&xi;})[i_b(k+1)-i_b\left(k\right)]+i_b\left(k\right)\left\}\right]+\\ V_{C2}(k+1)[{(1-\mathrm{\&xi;})[i}_a(k+1)-i_a\left(k\right)]+i_a\left(k\right)\}-\{\left(1-\mathrm{\&xi;}\right)[i_b(k+1)-i_b\left(k\right)]+i_b\left(k\right)\left\}\right]\end{array}\right\}$

${\hat{p}}_A(k+1)=\mathrm{\&omega;L}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}[{2i}_a(k+1)+i_b(k+1)]+\\ \frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}\left[{2i}_b(k+1){+i}_a(k+1)\right]\end{array}\right\}+[V_{C1}(k+1)+V_{C2}(k+2)]i_a(k+1)$

${\hat{q}}_A(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\&omega;L}\left\{\begin{array}{c}\frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}{i}_a(k+1)-\\ \frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}{i}_b(k+1)\end{array}\right\}-\frac{1}{\sqrt{3}}[V_{C1}(k+1)+V_{C2}(k+1)][2i_b(k+1)+i_a(k+1)]$

$f_{\mathrm{BA}}\left(\mathrm{\&xi;}\right)=\{{\mathrm{\&xi;}\hat{p}}_A(k+1)-[{\hat{p}}_B(k+1)-p\left(k\right)]-p^{*}{\}}^2+\{{\mathrm{\&xi;}\hat{q}}_A(k+1)-[{\hat{q}}_B(k+1)-q\left(k\right)]-q^{*}{\}}^2$

令便可求得ξ的值。

本发明方法的实验在一个三电平PWM整流器及电机对拖实验平台上进行。设定PWM整流器的直流母线电压为600V，负载的突变由直接转矩控制的ABB变频器(ACS800-01-0009-3+P901)的在线转矩调节功能来设定，PWM整流器的载波频率设为10kHz。实验结果如图4和图5所示。从图4中可以看出有功和无功的波形比较平稳，网侧电流接近正弦且比较平稳和光滑。从图5中可以看出在连续两次负载突变的情况下，直流母线在突变处出现两次小的扰动，随后又立刻恢复平稳状态，且纹波较小。实验结果证明本发明方法可以大大改善基于传统三电平开关表的直接功率控制系统的稳态性能和动态响应特性，具有很大的实用价值。

Claims (2)

1.一种三电平PWM整流器的变开关组合直接功率控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)根据三相电网电压信号(u_a,u_b,u_c)和两相电流信号(i_a,i_b)计算当前时刻的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q：

p＝u_ai_a+u_bi_b-u_c(i_a+i_b)；

$q=\frac{1}{\sqrt{3}}\&lsqb;(u_b-u_c)i_a+(u_c-u_a)i_b-(u_a-u_b)(i_a+i_b)\&rsqb;;$

2)计算当前时刻的下一时刻瞬时有功功率和瞬时无功功率

$\hat{p}=\mathrm{\&omega;}L\&lsqb;\frac{d{\hat{i}}_a}{d\mathrm{\&theta;}}(2{\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)+\frac{d{\hat{i}}_b}{d\mathrm{\&theta;}}(2{\hat{i}}_b+{\hat{i}}_a)\&rsqb;+{\hat{V}}_{dc}^{*}\&lsqb;(S_a{\hat{i}}_a+S_b{\hat{i}}_b-S_c({\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)\&rsqb;;$

$\hat{q}=\frac{1}{\sqrt{3}}\{3\mathrm{\&omega;}L(\frac{d{\hat{i}}_b}{d\mathrm{\&theta;}}{\hat{i}}_a-\frac{d{\hat{i}}_a}{d\mathrm{\&theta;}}{\hat{i}}_b)-{\hat{V}}_{dc}^{*}\&lsqb;S_a(2{\hat{i}}_b+{\hat{i}}_a)-S_b(2{\hat{i}}_a+{\hat{i}}_b)+S_c({\hat{i}}_a-{\hat{i}}_b)\&rsqb;\};$

其中，(S_a,S_b,S_c)为当前时刻的三电平PWM整流器直接功率控制的三电平PWM整流器三相开关组合输出状态；为下一时刻的两相电流信号；为下一时刻直流母线电压；ω为三相电网角频率；L为输入电抗器的电感量；则根据S_a,S_b,S_c的开关状态进行取值，当某一相的开关状态为0时，开关状态为1时，输出开关状态为2时，其中和分别为下一时刻三电平PWM整流器直流母线上下两个电容的电压；

3)比较当前时刻的瞬时有功功率p和参考瞬时有功功率p^*、当前时刻的瞬时无功功率q和参考瞬时无功功率q^*，得到一组开关表选择信号(S_p,S_q)，利用所述开关表选择信号(S_p,S_q)，结合在α-β坐标系下的电压参考矢量所在扇区号查找三电平PWM整流器直接功率控制开关表，选定一个三相开关组合A；比较下一时刻瞬时有功功率和参考瞬时有功功率p^*、下一时刻瞬时无功功率和参考瞬时无功功率q^*，得到另一组开关表选择信号利用该组开关表选择信号结合在α-β坐标系下的电压参考矢量所在扇区号查找三电平PWM整流器直接功率控制开关表，选定另一个三相开关组合B；

4)确定上述三相开关组合A和三相开关组合B的输出顺序；

5)以下一个周期的功率脉动最小为控制目标，计算得到一个时间分配因子ξ，在一个周期内对两个三相开关组合A和B的输出时间进行分配。

2.根据权利要求1所述的三电平PWM整流器的变开关组合直接功率控制方法，其特征在于，所述步骤5)中，时间分配因子ξ的计算过程如下：

设三电平PWM整流器的开关周期为t_s，则三相开关组合A和B的输出时间分别为ξt_s和(1-ξ)t_s；

当三相开关组合A先输出时，三电平PWM整流器的功率脉动函数f_AB(ξ)为：

$f_{\mathrm{AB}}\left(\mathrm{\&xi;}\right)={\{{\hat{p}}_A(k+1)-(1-\mathrm{\&xi;})[{\hat{p}}_B(k+1)-p\left(k\right)]-p^{*}\}}^2+{\{{\hat{q}}_A(k+1)-(1-\mathrm{\&xi;})[{\hat{q}}_B(k+1)-q\left(k\right)]-q^{*}\}}^2,$

令即求得ξ的值；

当三相开关组合B先输出时，三电平PWM整流器的功率脉动函数f_BA(ξ)为：

$f_{\mathrm{BA}}\left(\mathrm{\&xi;}\right)={\{{\mathrm{\&xi;}\hat{p}}_A(k+1)-[{\hat{p}}_B(k+1)-p\left(k\right)]-p^{*}\}}^2+{\{{\mathrm{\&xi;}\hat{q}}_A(k+1)-[{\hat{q}}_B(k+1)-q\left(k\right)]-q^{*}\}}^2,$

令即求得ξ的值；

其中，当三相开关组合A先输出时：

$\begin{array}{c}{\hat{p}}_A(k+1)=\mathrm{\&omega;}L\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{A\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&xi;}\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}\&lsqb;2i_{A\left(a\right)}(k+1)+i_{A\left(b\right)}(k+1)\&rsqb;+\\ \frac{i_{A\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&xi;}\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}\&lsqb;2i_{A\left(b\right)}(k+1)+i_{A\left(a\right)}(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\}+\\ {\hat{V}}_{dc}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}{i}_{A\left(a\right)}(k+1)+S_{A\left(b\right)}{i}_{A\left(b\right)}(k+1)-\\ S_{A\left(c\right)}\&lsqb;i_{A\left(a\right)}(k+1)+i_{A\left(b\right)}(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\};\end{array}$

$\begin{array}{c}{\hat{q}}_A(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\&omega;}L\left[\begin{array}{c}\frac{i_{A\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&xi;}\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}{i}_{A\left(a\right)}(k+1)-\\ \frac{i_{A\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&xi;}\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}{i}_{A\left(b\right)}(k+1)\end{array}\right]-\\ \frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{dc}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}\&lsqb;2i_{A\left(b\right)}(k+1)+i_{A\left(a\right)}(k+1)\&rsqb;-\\ S_{A\left(b\right)}\&lsqb;2i_{A\left(a\right)}(k+1)+i_{A\left(b\right)}(k+1)\&rsqb;+\\ S_{A\left(c\right)}\&lsqb;i_{A\left(a\right)}(k+1)-i_{A\left(b\right)}(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\};\end{array}$

$\begin{array}{c}{\hat{p}}_B(k+1)=\mathrm{\&omega;}L\left\{\begin{array}{c}\frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}\&lsqb;2i_a(k+1)+i_b(k+1)\&rsqb;+\\ \frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}\&lsqb;2i_b(k+1)+i_a(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\}+\\ {\hat{V}}_{dc}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}{i}_a(k+1)+S_{B\left(b\right)}{i}_b(k+1)-\\ S_{B\left(c\right)}\&lsqb;i_a(k+1)+i_b(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\};\end{array}$

$\begin{array}{c}{\hat{q}}_B(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\&omega;}L\left[\begin{array}{c}\frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}{i}_a(k+1)-\\ \frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}{i}_b(k+1)\end{array}\right]-\\ \frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{dc}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}\&lsqb;2i_b(k+1)+i_a(k+1)\&rsqb;-\\ S_{B\left(b\right)}\&lsqb;2i_a(k+1)+i_b(k+1)\&rsqb;+\\ S_{B\left(c\right)}\&lsqb;i_a(k+1)-i_b(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\};\end{array}$

i_A(x)(k+1)＝ξ[i_(x)(k+1)-i_(x)(k)]+i_(x)(k)；

当三相开关组合B先输出时：

$\begin{array}{c}{\hat{p}}_B(k+1)=\mathrm{\&omega;}L\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{B\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{(1-\mathrm{\&xi;})\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}\&lsqb;2i_{B\left(a\right)}(k+1)+i_{B\left(b\right)}(k+1)\&rsqb;+\\ \frac{i_{B\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{(1-\mathrm{\&xi;})\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}\&lsqb;2i_{B\left(b\right)}(k+1)+i_{B\left(a\right)}(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\}+\\ {\hat{V}}_{dc}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}{i}_{B\left(a\right)}(k+1)+S_{B\left(b\right)}{i}_{B\left(b\right)}(k+1)-\\ S_{B\left(c\right)}\&lsqb;i_{B\left(a\right)}(k+1)+i_{B\left(b\right)}(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\};\end{array}$

$\begin{array}{c}{\hat{q}}_B(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\&omega;}L\left[\begin{array}{c}\frac{i_{A\left(b\right)}(k+1)-i_b\left(k\right)}{(1-\mathrm{\&xi;})\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}{i}_{B\left(a\right)}(k+1)-\\ \frac{i_{A\left(a\right)}(k+1)-i_a\left(k\right)}{(1-\mathrm{\&xi;})\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}{i}_{B\left(b\right)}(k+1)\end{array}\right]-\\ \frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{dc}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{B\left(a\right)}\&lsqb;2i_{B\left(b\right)}(k+1)+i_{B\left(a\right)}(k+1)\&rsqb;-\\ S_{B\left(b\right)}\&lsqb;2i_{B\left(a\right)}(k+1)+i_{B\left(b\right)}(k+1)\&rsqb;+\\ S_{B\left(c\right)}\&lsqb;i_{B\left(a\right)}(k+1)-i_{B\left(b\right)}(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\};\end{array}$

$\begin{array}{c}{\hat{p}}_A(k+1)=\mathrm{\&omega;}L\left\{\begin{array}{c}\frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}\&lsqb;2i_a(k+1)+i_b(k+1)\&rsqb;+\\ \frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}\&lsqb;2i_b(k+1)+i_a(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\}+\\ {\hat{V}}_{dc}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}{i}_a(k+1)+S_{A\left(b\right)}{i}_b(k+1)-\\ S_{A\left(c\right)}\&lsqb;i_a(k+1)+i_b(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\};\end{array}$

$\begin{array}{c}{\hat{q}}_A(k+1)=\sqrt{3}\mathrm{\&omega;}L\left[\begin{array}{c}\frac{i_b(k+1)-i_b\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}{i}_a(k+1)-\\ \frac{i_a(k+1)-i_a\left(k\right)}{\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&theta;}}{i}_b(k+1)\end{array}\right]-\\ \frac{1}{\sqrt{3}}{\hat{V}}_{dc}^{*}(k+1)\left\{\begin{array}{c}{S}_{A\left(a\right)}\&lsqb;2i_b(k+1)+i_a(k+1)\&rsqb;-\\ S_{A\left(b\right)}\&lsqb;2i_a(k+1)+i_b(k+1)\&rsqb;+\\ S_{A\left(c\right)}\&lsqb;i_a(k+1)-i_b(k+1)\&rsqb;\end{array}\right\};\end{array}$

其中，和分别三相开关组合A作用后的瞬时有功功率和瞬时无功功率；和分别三相开关组合B作用后的瞬时有功功率和瞬时无功功率；i_a(k)、i_b(k)、i_c(k)分别为当前时刻的三相电流值；i_A(a)(k+1)、i_A(b)(k+1)、i_A(c)(k+1)分别为三相开关组合A作用结束时刻的三相电流值；i_B(a)(k+1)、i_B(b)(k+1)、i_B(c)(k+1)分别为三相开关组合B作用结束时刻的三相电流值；Δθ为一个周期内参考矢量旋转角度的变化量；S_A(a)、S_A(b)、S_A(c)分别为三相开关组合A的三相输出状态，S_B(a)、S_B(b)、S_B(c)分别为三相开关组合B的三相输出状态，每一相的输出状态分别取值为0、1、2，在三电平中点电位平衡时对应的输出电压分别为0、V_dc(k)/2、V_dc(k)，其中V_dc(k)为当前时刻的直流母线电压，根据三相输出状态的开关状态进行取值，当某一相的开关状态为0时，开关状态为1时，开关状态为2时，其中和分别为下一时刻三电平PWM整流器直流母线上下两个电容的电压。