CN106941264A - 一种并网逆变器控制方法 - Google Patents

一种并网逆变器控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种并网逆变器控制方法，包括：采集电网侧线电压、网侧电流；根据所述电网侧线电压计算三相相电压；提取所述三相相电压的相位，将所述的相位与给定的电网电流峰值相乘，得到网侧电流给定信号；将所述网侧电流给定信号与所述网侧电流相比较，得到电流误差信号，利用电流调节器对所述电流误差信号进行调节，得到指令信号；将所述指令信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网。本发明能够保证网侧电流不受电网电压扰动影响，同时使得整个系统获得较大的稳定值。

Description

一种并网逆变器控制方法
技术领域
本发明涉及电力技术控制领域，特别是涉及一种并网逆变器控制方法。
背景技术
光伏、风力等并网发电系统主要由光伏阵列、风机和并网逆变器等组成，在可调度式系统中，还会配备蓄电池作为储能设备。并网发电系统通过配合容量适合的逆变器接到公共电网上，在白天日照充足情况下，出了提供本地负载，多余点了可以提供给公共电网，夜间或阴天情况，本地负载则直接从电网获取所需电能。
结合PWM控制技术的逆变器称为PWM逆变器，PWM逆变器经过30多年的探索和研究，取得了很大的进展，其主电路从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路；其拓扑结构从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；PWM开关控制由单纯的硬件开关调制发展到软开关调制，功率等级也从千瓦级发展到兆瓦级，随着PWM逆变器技术的发展，已经设计出多种PWM逆变器，具体有如下几种类型：
按照电网相数分类：单相电路，三相电路，多相电路；
按照PWM开关调制分类：硬开关调制，软开关调制；
按照桥路结构分类：半桥结构，全桥结构；
按照调制电平分类：二电平，三电平电路，多电平电路；
根据直流储能元件的不同，PWM逆变器又分为电压型PWM逆变器和电流型PWM逆变器。电压型、电流型PWM逆变器，无论是在主电路结构、PWM信号发生以及控制策略等方面均有各自的特点，并且两者间存在电路上的对偶性。其他分布方法就主电路拓扑结构而言，均可归类于电流型或电压型PWM逆变器。
并网逆变器是并网系统的很重要的一个部分，它分电压源型和电流源型两种。电压源型PWM并网逆变器技术比较成熟，由于其很好的双向并网逆变能力，因而被广泛的应用于并网发电中。但电压型并网逆变器工作的直流侧电压必须高于电网电压峰值且保持恒值不变，所以中间要加升压斩波器，这样无疑会增加系统成本，并降低系统的效率。而三相电流型PWM并网逆变器无需升压电路，直接利用电流型PWM并网逆变器自身特点即可解决直流侧电压低的并网问题，提高了系统效率，节约了成本。
电流型PWM逆变器的控制策略包括：
1)间接电流控制
间接电流控制的基本思路是通过控制逆变器输入电压基波的幅值和相位，间接的控制输出电感电流，使得交流侧输出相电流与交流侧相电压保持同相位，因此又称为幅值相位控制。
间接电流控制的优点是控制结构简单、无需电流传感器，并且具有良好的开关特性，静态特性良好，便于微机实现。且缺点是动态响应慢，且对系统参数变化灵敏，动态过程中存在直流电流偏移。
电流型PWM逆变器的间接电流控制，是指通过控制逆变器交流侧电容电压或交流输出电流的幅值和相位，从而间接控制电流型PWM逆变器的网侧电流。电流型PWM逆变器交流输出电流的基波分量是SPWM调制信号的线性放大，应用SPWM技术，通过对调制信号的控制就可以实现对逆变器输出电流相位和幅值的调节，然后通过交流侧LC滤波器滤波作用，就可以实现逆变器的间接电流控制，达到网侧单位功率因数。当然，为了稳定输入直流电流，间接电流控制还需要引入电流闭环反馈。
2)直接电流控制
直接电流控制是一种电流瞬态跟踪控制方法，由运算求出交流侧电流指令信号，再引入交流侧电流反馈，通过对交流侧电流的直接控制使其跟踪指令电流值。这种控制方式具有电流内环和电压外环的双环控制结构；在电流内环中，通过对功率因数角的控制可实现对无功功率的控制。在电压外环中，对直流电流的控制则是通过调节交流电流的参考幅值来实现的。外环电压稳定与否取决于内环电流能否快速准确地跟踪电流给定。由于这种控制方式能有效地跟踪负载电压的变化，具有动态性能好，限流容易，电流控制精度高等优点，受到广泛关注，并先后研究出各种不同的控制方案，主要包括由PID控制，预测电流控制，滑模变结构控制，极点配置，二次型最优控制，非线性状态反馈控制，模糊控制等方式。但他们的共同特点是需要对控制变量解耦，计算量大，实现困难，而且对状态变量的检测需要两个电流传感器，有的还需要交流电动势传感器和电容电压传感器，成本较高。
电流型PWM逆变器的调制方式
1)SPWM技术
SPWM技术是将正弦波调制信号与频率固定的三角载波信号相比较，交点作为开关点，得到一系列幅值相等，宽度不等的高频脉冲序列，经过逆变器的功率放大后，能够准确地再现调制波信息，SPWM具有优良的传输特性、优化的频谱分布，成为当今调制技术的基本方式。
电流型逆变器SPWM调制技术是在传统的二逻辑双极性SPWM调制技术的基础上，通过一定的矩阵运算转化为三逻辑PWM波形，这种三逻辑信号也充分体现调制波的信息，并且咋高频和低频的情况下都是解耦的，可以用来控制主电路开关的开通与关断，从而达到控制交流侧电流的目的。
随着新型电力电子器件、数字信号处理器以及现代控制理论的发展，现代交流调速技术得到了强劲的发展。由于永磁同步电机具有尺寸小、质量轻、高性能和高效节能等优点，在现实生活中得到了广泛的应用，因此永磁同步电机驱动系统的研究具有重要的实际意义。
作为交流电机的一种控制方式，矢量控制技术有控制精度高，动态特性好等方面的优点，近年来发展较快。电压空间矢量PWM技术(SVPWM)将逆变器与电动机视为一体，由其控制的交流电机驱动系统具有输出转矩脉动低、直流电压利用率高、开关损耗小等优点，适合高性能电机驱动系统。
矢量控制的关键是静止坐标轴与旋转坐标轴系之间的坐标变换，而两坐标轴系之间的变换的关键是找到两坐标轴之间的夹角。目前，较为成熟的矢量变换控制方法有转子磁场定向矢量变换控制、定子磁场定向矢量变换控制、滑差频率矢量控制等。受到矢量控制的启发，近年来又派生出诸如多变量解耦控制、变结构滑膜控制等控制方法。
传统的正弦脉宽调制(SPWM)技术是从电源的角度出发的，其着眼点是如何生成一个可以调频调压的三相对称正弦波电源。常规SPWM法已经被广泛地应用于逆变器中，然而常规SPWM不能充分利用馈电给逆变器的直流电压，逆变器最大相电压基波幅值与逆变器直流电压比值为1/2，即逆变器输出相电压峰值最大为0.5Ud(Ud为逆变器的直流电压)，直流利用率低。John采用谐波失真的方法来增加三相PWM逆变器的输出电压，可以使PWM逆变器最大相电压基波幅值增加约15％，但该方法的效果并不理想，因此它的实际应用受到很大的限制。
此外，SPWM逆变器是基于调节脉冲宽度和间隔来实现接近于正弦波的输出电流，这种调节会产生某些高次谐波分量，引起电机发热，转矩脉动过大甚至会造起系统振荡。一些学者在此基础上提出了选择谐波消除法和梯形脉宽调制法(TPWM)，但指定谐波消除法运算量大，且占用相当大的内存，实现起来比较困难；TPWM逆变器输出波形中谐波分量比SPWM逆变器还多，结果并不理想。而且，传统的高频三角波与调制波比较生成PWM波的方式适合模拟电路，不适应于现代化电力电子技术数字化的发展趋势。因此，常规SPWM法不能适应高性能全数字控制的交流伺服驱动系统的发展趋势。
80年代中期，德国学者H.W.Van Der Broek等在交流电机调速中提出了磁链轨迹控制的思想，在此基础上进一步发展产生了电压空间矢量脉宽调制(Space-Vector Pulse-Width Modulation，简写为SVPWM)的概念。SVPWM，又称磁链追踪型PWM法，它是从电动机的角度出发，其着眼点是如何使电机获得圆磁场。具体地说，它是以三相对称正弦波电压供电下三相对称电动机定子理想磁链圆为基准，由三相逆变器不同开关模式下所形成的实际磁链矢量来追踪基准磁链圆，在追踪的过程中，逆变器的开关模式作适当的切换，从而形成PWM波。
采用空间矢量PWM(SVPWM)算法可使逆变器输出线电压幅值最大达到Ud，比常规SPWM法提高了约15.47％。并且，由于SVPWM有多种调制方式，所以SVPWM控制方式可以通过改变其调制方式来减少逆变器功率器件开关次数，从而降低功率器件的开关损耗，提高控制性能。在同样的采样频率下，采用开关损耗模式SVPWM法的逆变器的功率器件开关次数比采用常规SVPWM法逆变器的功率器件开关次数减少了1/3，大大降低了功率器件的开关损耗。SVPWM实质是一种基于空间矢量在三相正弦波中注入了零序分量的调制波进行规则采样的一种变形SPWM，是具有更低的开关损耗的SPWM改进型方法，是一种优化的PWM方法，能明显减少逆变器输出电流的谐波成分及电机的谐波损耗，降低电机的脉动转矩，且SVPWM其物理概念清晰，控制算法简单，数字化实现非常方便，故目前有替代传统SPWM法的趋势。
而随着智能型高速微控制芯片的发展、指令周期的缩短、计算功能的增强及存储容量的增加，使得数字化PWM有了更广阔的应用前景。因此，近些年来电压矢量脉宽调制技术得到了快速地发展，在电气传动的许多方面得到了广泛的应用。
1、电压空间矢量PWM法最早是被应用于交流变频调速系统中，采用SVPWM模式的交流变频调速系统较之采用常规SPWM模式的交流调速系统，不仅电机转矩脉动减小了，馈电给逆变器的直流电压利用率提高了；同时定子相电流更接近于正弦波，谐波更少，且采用SVPWM模式的交流变频调速系统其动态性能非常优良。
2、目前电压空间矢量PWM法广泛应用在有源滤波器中，它把三相变流器作为一个整体来控制，很好地协调了PWM主电路各相间的相互作用。这种控制策略可有效地跟踪指令电流，抑制了负载谐波，显著减小了电源侧电流的电流总畸变率，是一种有效的电流跟踪控制方案。
3、电压空间矢量PWM法应用于整流控制系统中，系统具有良好的动态性能，易于数字化实现，既能实现高功率因数，又能使能量双向流动。其最突出的优势是直流利用率较之常规的SPWM控制方法提高了约15.47％，而且，不同的调制方法将使开关损耗得到不同程度的减小。正是基于上述优点，空间矢量PWM法越来越广泛地应用于整流控制系统中。
三相并网逆变器一般由三相全桥电路实现，三个桥臂中的每个桥臂由2个功率器件串联，中间连接处作为三相电压输出端，通过控制6个功率器件的开通与关断时刻，实现对三相输出电压或三相输出电流的实时控制。目前使用较为广泛的是SVPWM方法，该方法在每一个开关周期内都要对每个功率器件完成2次开关切换(定义功率器件从开通切换懂啊关断，或从关断切换懂啊开通，为1次开关切换)，而功率器件没一次开关切换都会造成一定的功率损耗。当开关频率较低时，功率器件开关损耗可以忽略，但较低的开关频率会造成三相电压或电流输出波形含有较多的谐波含量，影响波形正弦度的同时，也增加了滤波电流的负担与成本。
为了追求谐波两较小的输出电压和输出电流，一般需要提高开关频率，但显然会带来较大的功率器件开关损耗，导致三相并网逆变器转换效率降低。为了进一步提高开关频率，降低开关损耗，现有技术中有采用不连续调制技术实现了在三相多电平逆变器上开关损耗的降低。另一种方案中，将不连续调制应用到有源滤波器上取得了较好的控制效果。还有一种方案是提出了应用于三相两电平逆变器上的统一型不连续调制技术。上述方案都采用在基本正弦波参考电压基础上注入不同德零序分量实现，且每个桥臂开关在一个基波周期内的不动作区间为120°。
SVPWM是近年发展的一种比较新颖的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽可能接近于理想的正弦波形。空间电压矢量PWM于传统的正弦PWM不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。SVPWM技术与SPWM相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，而且使直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。
发明内容
本发明正是基于以上一个或多个问题，提供一种并网逆变器控制方法，能够保证网侧电流不受电网电压扰动影响的同时，使得系统获得较大的稳定值。
所述并网逆变器控制方法，包括：
采集电网侧线电压，网侧电流；
根据所述电网侧线电压计算三相相电压；
提取所述三相相电压的相位，将所述的相位与给定的电网电流峰值相乘，得到网侧电流给定信号；
将所述网侧电流给定信号与所述网侧电流相比较，得到电流误差信号，利用电流调节器对所述电流误差信号进行调节，得到指令信号；
将所述指令信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网。
进一步的，所述方法还包括：
采集LCL型滤波器的电容电流；
根据前馈传递函数对所述电容电流进行前馈运算处理，得到电流前馈信号；
所述将所述指令信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网包括：
将所述指令信号和电流前馈信号相加，得到调制信号，将所述调制信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网。
进一步的，所述前馈传递函数为HC(s)＝L1s/kpwm，kpwm为PWM比例增益L1为逆变侧电感的电感值，s为拉普拉斯算子。
进一步的，所述方法还包括：
将所述电网电压与前馈比例系数k相乘，得到电压前馈信号；
所述将所述指令信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网包括：
将所述指令信号、电流前馈信号和电压前馈信号相加，得到调制信号，将所述调制信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网。
进一步的，所述前馈比例系数k＝1/kpwm，kpwm＝Vdc/Vcm，Vdc为直流母线电压，Vcm为三角载波幅值。
进一步的，所述电流调节器为PI控制器或PR控制器。
进一步的，所述根据所述电网侧线电压计算三相相电压具体是采用对称分量法计算三相相电压。
进一步的，所述三相相电压通过如下公式计算：
其中，UA、UB、UC分别为三相相电压，UAB、UCA、UBC分别为三个线电压。
进一步的，利用锁相环提取三相电压的相位。
进一步的，所述并网逆变器为5kw的单相电压源型逆变器。
本发明提供的一种并网逆变器控制方法，通过在电网电流反馈控制环的基础上，同时采用了电容电流前馈控制和电网电压前馈控制，利用电容电流前馈环节补偿了电网电压二次微分前馈项，从而不仅能够保证网侧电流不受电网电压的扰动影响，同时使整个系统从三阶系统降为一阶系统，消除了LCL滤波器谐振频率处的幅值增益尖峰，从而使系统可以获得较大的稳定预度，且简化了电流调节器的设计。
附图说明
图1是本发明实施例一的并网逆变器控制方法的流程图；
图2是本发明实施例二的并网逆变器控制系统结构示意图；
图3是本发明实施例二的并网逆变器控制方法的控制流程图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。需要说明的是，如果不冲突，本发明实施例以及实施例中的各个特征可以相互结合，均在本发明的保护范围之内。
实施例一
本发明实施例一提供一种并网逆变器控制方法，其中，所述并网逆变器为5kw的单相电压源型逆变器。如图1所示，该方法包括：
101、采集电网侧线电压，网侧电流；
102、根据所述电网侧线电压计算三相相电压；
其中，所述根据所述电网侧线电压计算三相相电压具体是采用对称分量法计算三相相电压。
所述三相相电压通过如下公式计算：
其中，UA、UB、UC分别为三相相电压，UAB、UCA、UBC分别为三个线电压。
103、提取所述三相相电压的相位，将所述的相位与给定的电网电流峰值相乘，得到网侧电流给定信号；
本实施例中，利用锁相环PLL提取三相电压的相位。
104、将所述网侧电流给定信号与所述网侧电流相比较，得到电流误差信号，利用电流调节器对所述电流误差信号进行调节，得到指令信号；
其中，所述电流调节器为PI控制器或PR控制器。
105、采集LCL型滤波器的电容电流；根据前馈传递函数对所述电容电流进行前馈运算处理，得到电流前馈信号。
其中，所述前馈传递函数为HC(s)＝L1s/kpwm，kpwm为PWM比例增益L1为逆变侧电感的电感值，s为拉普拉斯算子。
106、将所述电网电压与前馈比例系数K相乘，得到电压前馈信号。
其中，所述前馈比例系数k＝1/kpwm，kpwm＝Vdc/Vcm，Vdc为直流母线电压，Vcm为三角载波幅值。
107、将所述指令信号、电流前馈信号和电压前馈信号相加，得到调制信号，将所述调制信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网。
本发明提供的一种并网逆变器控制方法，通过在电网电流反馈控制环的基础上，同时采用了电容电流前馈控制和电网电压前馈控制，利用电容电流前馈环节补偿了电网电压二次微分前馈项，从而不仅能够保证网侧电流不受电网电压的扰动影响，同时使整个系统从三阶系统降为一阶系统，消除了LCL滤波器谐振频率处的幅值增益尖峰，从而使系统可以获得较大的稳定预度，且简化了电流调节器的设计。
实施例二
本发明实施例二提供一种并网逆变器控制方法，应用于图2所示的并网逆变器控制系统中。
图3为本发明并网逆变器控制方法的控制流程图，本实施例中PWM控制采用单极倍频SPWM技术，即超前臂工作在工频模式，仅对滞后臂进行调制。
本实施方式不仅采用了电网电压前馈控制，而且引入了电容电流一阶微分的前馈控制。电容电流前馈控制环境补偿了电网电压二次微分前馈项，从而使得电网电压前馈传递函数中只有比例项，如图3所示，可以得到，从电网电压到网侧电流的闭环传递函数为：
其中，IL2(s)为网侧电流；Vg(s)为电网电压；Hg(s)为电网电压前馈传递函数；Gc(s)为电流调节器，KPWM为PWM比例增益，且KPWM＝Vdc/Vcm，Vdc为直流母线电压，Vcm为三角载波幅值，L1，L2，C为LCL滤波器电感电容参数。
为完全消除电网电压谐波的影响，令IL2(s)＝0，可以得到电网电压前馈传递函数为：
Hg(s)＝1/kpwm
显然，本实施方式中，电网电压的前馈传递函数只有比例项，即可完全消除电网电压谐波对网侧电流的影响。
根据图3进一步可得采用本实施方式时，控制系统从网侧电流给定信号到逆变器输出的网侧电流的开环传递函数为：
显然，采用本实施方式后，控制系统降为一阶系统，此时电流调节器的设计将与采用电感滤波器时完全一样，系统稳定裕度得到了本质上的提高，系统带宽可以取到很大而不影响系统的稳定性，同时电流调节器的设计在很大程度上得到了简化。
以上所述仅为本发明的实施方式，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种并网逆变器控制方法，其特征在于，所述方法包括：
采集电网侧线电压，网侧电流；
根据所述电网侧线电压计算三相相电压；
提取所述三相相电压的相位，将所述的相位与给定的电网电流峰值相乘，得到网侧电流给定信号；
将所述网侧电流给定信号与所述网侧电流相比较，得到电流误差信号，利用电流调节器对所述电流误差信号进行调节，得到指令信号；
将所述指令信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网。
2.如权利要求1所述的并网逆变器控制方法，其特征在于，
所述方法还包括：
采集LCL型滤波器的电容电流；
根据前馈传递函数对所述电容电流进行前馈运算处理，得到电流前馈信号；
所述将所述指令信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网包括：
将所述指令信号和电流前馈信号相加，得到调制信号，将所述调制信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网。
3.如权利要求2所述的并网逆变器控制方法，其特征在于，
所述前馈传递函数为HC(s)＝L1s/kpwm，kpwm为PWM比例增益，L1为逆变侧电感的电感值，s为拉普拉斯算子。
4.如权利要求3所述的并网逆变器控制方法，其特征在于，所述方法还包括：
将所述电网电压与前馈比例系数k相乘，得到电压前馈信号；
所述将所述指令信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网包括：
将所述指令信号、电流前馈信号和电压前馈信号相加，得到调制信号，将所述调制信号与给定的三角载波信号进行比较，生成PWM波，将所述PWM波作为逆变器的驱动脉冲，驱动逆变器并网。
5.如权利要求4所述的并网逆变器控制方法，其特征在于，
所述前馈比例系数k＝1/kpwm，kpwm＝Vdc/Vcm，Vdc为直流母线电压，Vcm为三角载波幅值。
6.如权利要求1所述的并网逆变器控制方法，其特征在于，所述电流调节器为PI控制器或PR控制器。
7.如权利要求1所述的并网逆变器控制方法，其特征在于，所述根据所述电网侧线电压计算三相相电压具体是采用对称分量法计算三相相电压。
8.如权利要求7所述的并网逆变器控制方法，其特征在于，所述三相相电压通过如下公式计算：
U A = 1 3 ( U A B - U C A ) U B = 1 3 ( U B C - U A B ) U C = 1 3 ( U C A - U B C )
其中，UA、UB、UC分别为三相相电压，UAB、UCA、UBC分别为三个线电压。
9.如权利要求1所述的并网逆变器控制方法，其特征在于，利用锁相环提取三相电压的相位。
10.如权利要求1所述的并网逆变器控制方法，其特征在于，所述并网逆变器为5kw的单相电压源型逆变器。
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