CN101882799A - 无交流电压传感器高压直流输电变流器的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种电器技术领域的无交流电压传感器高压直流输电变流器的控制方法，包括以下步骤：设立虚拟电机的定子电阻与电感；建立电流、电压、磁链矢量相对位置关系，分析矢量图；建立变流器及磁链数学模型，计算系统虚拟磁链矢量，获得系统功率反馈量；通过直接功率控制算法，获得系统有功、无功控制信号，生成PWM触发变流器，分别独立控制系统的有功功率、无功功率；利用MATLAB仿真软件搭建系统模型进行验证，实现为系统选择器件。本发明利用Matlab/Simulink搭建相应的仿真模型，证明所设计的方法具有较快的响应速度，启动后电压和功率经过大约2个工频周期可以达到稳定值，且稳态精度较高。

Description

无交流电压传感器高压直流输电变流器的控制方法

技术领域

本发明涉及的是一种电气技术领域的控制方法，具体是一种无交流电压传感器高压直流输电(VSC-HVDC)变流器的控制方法。

背景技术

风能等各种可再生能源的利用和研究已日益受到世界各主要发达国家的重视，风能利用现已成为解决当前能源危机和环境可持续发展问题的有效手段之一。海上风能资源丰富，将是未来风力发电的重要方式。海上风电长距离直流输电已成为新能源发展中的关键技术之一。近年来，IGBT等全控型器件在新型VSC-HVDC中的应用量越来越大。虽然传统直流输电技术较为成熟，但存在需要大容量的无功补偿装置和换相电压，不能向孤岛供电等局限。轻型直流输电基于全控电力电子器件有效克服了上述缺点。现有VSC变流器的控制方法大都采用电网电压定向的矢量控制技术，常规条件下可以获得较好的控制效果。但是，针对风能本身存在的不确定性，风电场出口电压幅值、频率等存在波动，含有不对称分量，势必影响矢量控制效果，导致实际系统抗干扰性能和稳定性能下降。

VSC-HVDC输电系统将三相交流电通过换流站整流变成直流电，然后再通过直流输电线路送往另一个换流站逆变成三相交流电，基本上由两个换流站和直流输电线组成，其中，两个换流站分别连接海上风电场与岸上电网。与传统直流输电相比，由于采用了全控电力电子器件，由门极控制开关，无需换向电压支撑，可向孤岛等无源系统供电；同时，开关频率高，典型值为1kHz左右。因此，产生的谐波含量小，无需配置大容量无功补偿装置，设备体积小，适合海上平台安装。

两端(电网侧和海上风电场侧)变流器通常采用电压定向矢量控制方式，利用坐标变换，实现有功、无功分别独立控制。换流站有三种基本控制方式：(1)定直流电压控制，这种控制方式控制直流母线电压和输送到交流侧的无功功率；(2)定直流电流(或功率)控制，这种控制方式控制直流电流(或功率)和输送到交流侧的无功功率；(3)定交流电压控制，这种控制方式控制交流侧母线电压，适用于向无源网络供电。

经对现有技术文献的检索发现，Qahraman，B等人在Electrical and ComputerEngineering Conference，Canadian上所发表的An electromagnetic transient simulationmodel for voltage sourced converter based HVDC transmission(基于电压源变流器的高压直流输电系统暂态仿真模型)，设计了一种基于PI调节器的双闭环矢量控制系统(直流电压，有功功率、无功功率为外环，有功电流、无功电流为内环)。该方法具有较好的稳态性能及跟踪精度，但存在如下缺点：(1)由于坐标变换时需要电网电压相位信息，电压传感器的精度及来自现场的干扰都会引起测量误差，使得锁相环不能准确跟踪电网相位，导致坐标变换后d轴电压无法准确定向在电网电压矢量上，有功、无功仍然存在耦合，影响控制效果；(2)该方法采用双闭环结构，属于电流间接控制方法，暂态响应速度较慢，通常，为了避免内外环出现频率谐振，外环频率响应速度仅为内环的1/5左右，使系统在暂态过程恢复较慢，产生大量无功，直流电压及有功功率超调量较大，容易造成系统过电压、过电流保护，致使风电场离网，影响风电场并网，并对电网的冲击量大；(3)系统本身调节器参数过多，两端变流器分别控制有功功率、无功功率、电压、电流，需要至少8个PI调节器，调整参数过多，且无有效设置方法，大都依靠调节器工程整定法简单计算，然后再凭经验进行试凑，实际工程调试往往困难很大；(4)控制方式本身需要大量计算，如多处静止坐标系到旋转坐标系需要计算电网相位角的正弦、余弦函数，影响系统实时性，且对处理器性能及电路板工艺要求较高，成本增加。

综上，该文设计的控制器暂态响应性能不够理想，采用电压传感器获取系统电压相位信息，在电网不对称故障情况下无法正常工作，系统将出现较大超调；同时，PI调节器过多，参数调整困难。

发明内容

本发明的目的在于克服背景技术中的不足，提供一种无电压传感器的控制方法。本发明将变流器等效成一台异步电动机，在两相静止坐标系下计算电网电压相位角的锁相环，从根本上避免电网出现不对称故障时锁相不准确的问题，采用直接功率控制方法设计变流器有功功率、无功功率闭环控制，提高系统暂态响应速度，减少调节器参数。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括以下步骤：

第一步，将变流器输入电抗器的等效电阻R和电感L视为虚拟电机的定子电阻与电感，设定线电压u_ab、u_bc、u_ca是由虚拟磁链所感应产生；

第二步，建立电流、电压、磁链矢量相对位置关系，分析矢量图；

第三步，建立变流器及磁链数学模型，计算系统虚拟磁链矢量，获得系统功率反馈量；

第四步，通过直接功率控制算法，获得系统有功、无功控制信号，生成PWM触发变流器，分别独立控制系统的有功功率、无功功率；

第五步，利用MATLAB仿真软件搭建系统模型进行验证，实现为系统选择器件。

第三步中所述的系统功率反馈量，是利用变流器开关函数计算其交流瞬时电压，代替电压传感器，再根据电压和磁链的关系，得到系统虚拟磁链矢量，最后利用瞬时功率理论计算变流器实际输出功率，作为反馈构成功率闭环。

第四步中所述的直接功率控制算法，通过变流器数学模型计算一个PWM开关周期内功率的变化量ΔP、ΔQ，以及由此引起的磁链变化量ΔΨ_rd、ΔΨ_rq，再根据电压与磁链的关系，计算出产生ΔΨ_rd、ΔΨ_rq所需的电压u_rd、u_rq，即为变流器控制电压；进一步经过坐标反变换得到变流器控制的三相参考信号，经SPWM或SVPWM环节生成触发脉冲控制变流器运行。

第五步中所述的利用MATLAB仿真软件搭建系统模型进行验证，是指：将MATLAB中的控制算法转为实际系统，在仿真模型下每个模块的可实现性，其中，功率部分采用基于IGBT的三相全控桥实现，对于高压大功率按照现有拓扑结构对开关器件串联和并联使用，控制部分采用DSP数字信号处理器实现。

本发明通过对比模型，将变流器等效为异步电动机，将电机控制理论引入变流器控制系统中，设定虚拟磁链，再根据磁链变化量和功率变化量的关系，估计系统功率，代替依赖电压、电流传感器检测信号进行计算的传统方法，省去了系统交流电压传感器；以功率偏差直接生成变流器d、q轴控制信号，亦即系统有功功率、无功功率分别跟踪给定，避免了内外环的结构形式，提高了系统动态响应速度，减少了PI调节器的个数，简化系统调试过程。最后，将控制信号反变换回三相静止坐标系，坐标反变换过程所需相位角的正、余弦数值可通过前述虚拟磁链的幅值计算得到。

本发明变换器的交流侧电压受电网电压和交流侧电感能量的影响，可以等效成一个交流电机，三相电网电压可以看作是由虚拟的气隙磁链感应而来，通过对电网电压矢量的积分就可以得到虚拟的气隙磁链矢量。根据复功率的定义及瞬时无功理论，利用虚拟磁链的大小和交流电流的采样值，可以得到变换器与电网交换的瞬时功率，定向系统将电网电压的角度换成虚拟磁链矢量的角度，且磁链估计中采用的积分器具有低通滤波器的特性，所以，采用虚拟磁链矢量定向方法不仅可以取消电网电压传感器，还能够避免谐波电压造成的过零点偏移问题，保证当前定向角度的准确性。对于电网电压的基波不平衡，造成变换器在直流侧产生2次谐波电压，利用虚拟磁链进行功率估算，对低次谐波也有滤除作用。

本发明系统内环采用功率滞环控制，是一种瞬时功率反馈控制方法，有功和无功功率实际值由磁链与功率的关系直接计算得到。瞬时功率计算值与功率给定值再送入控制信号计算方程，输出相应的比较状态值S_P，、S_q，与SPWM或者SVPWM模块接口，进而确定直接功率控制系统所需的开关状态，即Sa、Sb、Sc的取值。

本发明无需设置电压传感器，只测量系统交流电流即可完成系统控制算法，实现有功功率、无功功率分别独立控制，省去交流电压传感器，系统可靠性及鲁棒性能得到提高，同时，也降低系统成本。本发明中，利用磁链变化量计算功率变化量，再利用功率和电压的关系得到系统控制量生成触发脉冲，省去了内环电流调节器，以及外环的功率调节器，只采用单一的电压PI调节器，整个系统需设置参数较少，便于系统调试。本发明无需内外环频率错开设计，直接构成功率闭环，提高系统的响应速度，加快暂态恢复过程。

附图说明

图1是变流器结构图；

图2是虚拟磁链矢量图；

图3是系统控制原理图；

图4是本发明中系统仿真直流电压响应曲线。

图5是本发明中系统仿真有功、无功功率响应曲线。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的实施例作详细说明：以下实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示，图中虚线部分为等效电动机，虚拟磁链概念由假设虚拟电机引出，认为线电压u_ab、u_bc、u_ca是由虚拟磁链所感应产生的，对于两电平变流器，根据变流器交流侧电压方程

(分别为电网线电压矢量，变流器交流侧电压矢量和电感L上的电压矢量)，通过检测直流电压和开关函数S_i(i＝a，b，c)可以得到变流器虚拟磁链矢量

按步骤一所述，虚拟磁链由三相电压产生，由于不采用电压传感器，因此，需要由PWM开关函数计算获得，并由TMS320F28335数字信号处理芯片的EPWM功能模块实现，该模块可同时输出16路独立的PWM控制信号。本实施例中主电流为三相桥结构，共6个开关器件，同一桥臂的两个开关管互补开通或关断，配置TMS320F28335芯片的EPWM1-EPWM6为PWM输出即可，其他引脚可用作通用I/O。该功能块共有6组寄存器需要设置，分别为：时间基准子模块寄存器、计数比较子模块寄存器、动作限定子模块寄存器、死区控制子模块寄存器、错误控制子模块寄存器、事件触发子模块寄存器。

各寄存器所完成功能分别简述如下：时间基准控制寄存器TBCTL的CTRMODE位配置为2，即采用递增-递减计数模式，产生对称PWM输出波形；SYNCOSEL设置为0，为各PWM单元选择同步信号源；PHSEN位设置为1，当同步信号产生时，以相位寄存器值装载计数寄存器。时间基准状态寄存器TBSTS用于读取当前定时器状态。时间基准相位寄存器TBPHS设置同步产生时相位同步值。时间基准周期寄存器设置为0x1FFF。配置死区控制寄存器DBCTL，使PWM输出下降沿延迟输出避免上下桥臂直通造成短路。配置ETSEL寄存器INTSEL为1，INTEN为1。即时间基准计数寄存器TBCTR值为零时产生中断。开放EPWM1-6中断，即使能PIECTRL寄存器ENPIE位和PIEIER3寄存器相应位。重定向中断服务程序，在服务程序中清除中断标志ETCLR的INT位，并置位PIEACK寄存器的相应位为1，以便能够再次产生中断。配置GPAMUX1寄存器bit0-bit5为1，即将对应引脚配置为PWM输出。经上述配置后，从6个PWM输出引脚状态寄存器可以获得各开关管当前状态，即开关函数，作为后续交流电压计算的基础。

步骤二中提及的矢量关系如图2所示，为各矢量在α-β、d-q坐标系下的关系，图中三相电网电压合成矢量

超前于虚拟磁链合成矢量

d轴与

重合，以同步角速度ω旋转，与α轴夹角为γ_Ψs。Ψ_rα、Ψ_rβ分别为变流器虚拟磁链矢量

在两相静止坐标系中的分量，

为电流矢量，根据瞬时功率理论和电压与磁链的关系，经数学推导可得到功率与磁链的关系为：p＝ω·(Ψ_sαi_sβ-Ψ_sβi_sα)，q＝ω·(Ψ_sαi_sα+Ψ_sβi_sβ`)。其中p、q分别为瞬时有功功率和无功功率。由此可知，系统的功率反馈可以由虚拟磁链计算得到，从而省去了系统交流电压传感器。

在虚拟磁链和瞬时功率估计过程中需要采用电流传感器及信号调理电路，使检测信号能够与DSP处理芯片接口，由于本实施例中不检测交流电压，因此，电流检测精度对系统控制性能起决定性作用，需考虑检测速度、抗干扰性、稳定性等因素，具体设计内容和参数如下：

电网三相电流采用3只高精度霍尔传感器检测，可测量直流、交流、脉冲和混合型电流，霍尔电压传感器测量直流、交流和脉冲电压。其二次侧额定有效值电流为200mA，采用±15V电源供电，精度为±0.4％，原边电流测量范围为0～±1000A。

由于电流输入信号是双极性的，为了满足TMS320F28335DSP的A/D转换实际输入范围要求，必须将其转换为单极性，并根据输入范围进行适当调整，转换过程所需器件有：3.3V信号电源、3只高速运算放大器、阻抗匹配电容、电阻、滤波用电容电阻等。首先，将霍尔元件输出电流信号以精密电阻转化为-1.5V～+1.5V电压信号，并加RC滤波，经计算选择滤波电容为47pF、电阻为47kΩ。然后将正负电压信号分别经运放将电压提升至0～1.5V和1.5～3V，再次进行阻容滤波，滤波电容电阻分别为330pF、10kΩ，最后再经运算放大器将正负检测电压相减，转换至0～1.5V后再提升1.5V，即将±1.5V检测信号转换为0～3V，以符合芯片输入电压范围要求。将转换后信号经电容、电阻匹配，其匹配电容、电阻分别为4.7nF，2kΩ。

电流检测信号送入TMS320F28335 DSP芯片后需配置芯片相关控制寄存器，启动系统A/D转换功能。首先，需要对A/D模块上电，按照以下顺序进行：(1)在带隙电路上电之前复位ADCCTRL3寄存器第8位，使能外部参考模式，以避免内部参考电路驱动外部参考电源；(2)给参考电路和带隙电路上电，延时大于7ms，之后给A/D其他电路上电。(3)A/D模块全部上电后延时20μs后开始第一次A/D转换。其次需配置以下寄存器：将系统高速时钟寄存器HISPCP设置为1，及外设时钟控制寄存器PCLKCRO的位ADCENCLK设置为1，即使能A/D模块的时钟并配置为1/2系统时钟。为节省CPU资源，使用DMA方式进行A/D转换，因此，需使能DMA中断，配置IER寄存器为0x0040，重定位中断服务程序，在服务程序中使CPU响应当前中断并清除PIEACK寄存器相应中断位。然后还需设置A/D模块的ADCTRL1控制寄存器位ACQ_PS为0xf，是采样窗口宽度为15个A/D时钟周期；设置位SEQ_CASC为0，使排序器1和2分别作为两个独立8通道排序器使用。设置ADCTRL3寄存器位ADCCLKPS为1，对A/D转换时钟2分频作为A/D采样频率。设置ADCTRL2寄存器位INT_ENA_SEQ1为1，使能排序器SEQ1的CPU中断；设置RST_SEQ1为1，复位排序器1准备开始A/D转换。设置ADCCHSELSEQ1寄存器值为0x3210，使A/D转换通道1～4的转换结果对应存入结果寄存器ADCRESULT0～ADCRESULT2，对应为交流三相电流。最后将A/D转换结果进行变换，使其数值与实际霍尔量程(-1000A～+1000A)对应，送入具体控制算法参与运算。

对于直流电压的检测同样采用霍尔元件，其二次侧额定有效值电流为20mA，采用±15V电源供电，精度为±0.4％，原边电流测量范围为0～30000V。电压采用结果送入A/D转换结果寄存器ADCRESULT3，其他控制寄存器设置同上。为保证直流电压采样精度需对A/D模块校准。对于DSP28335芯片校准程序以直接嵌入OTP存储器内，Boot ROM根据器件特定的校准数据调用ADC_cal()程序初始化ADCREFSEL和ADCOFFTRIM寄存器。

步骤三中提到的变流器磁链数学模型即虚拟磁链的观测器，由上述步骤一和二以检测的直流电压，交流电流，开关函数，通过公式计算得到三相交流电压。首先将电压变换到两相静止坐标系，DSP芯片为浮点处理器，可以直接进行浮点数据处理，因此可以直接按照坐标变换公式以C语言编程实现。其次利用变换后的两相电压u_α、u_β，结合电压与磁链的关系，将其引入变流器控制中，计算出虚拟磁链的矢量的幅值和相位。最后，根据瞬时功率理论计算得到系统输出的有功功率、无功功率作为功率闭环的反馈值。每个PWM开关周期中进行一次运算刷新功率反馈值，进行实时控制，运算过程设置在芯片T1定时器下益中断时进行，首先对电流PARK坐标变换，变换后电流和直流电压低通滤波，然后计算交流电压，最后计算有功功率、无功功率反馈值，供后续功率外环PI调节器运算。

步骤四中所述有功功率、无功功率控制信号是由上述功率反馈值与给定值求差，然后经PI调节器计算后得到的。其中，PI调节器在仍利用DSP实现，首先建立PID控制器结构体，包括三个调节器参数Kp、Ki、Kd和输出限幅值Limit，给定值Give，反馈值FeedBack，输出控制量Output。由于DSP实现的PID为离散形式，按照其离散公式还需要当前采样周期和上一采样周期误差，因此结构体还包括LastE和PresentE保存相邻两个采样周期的误差。同时，在结构体中封装指向PID算法运算函数的指针，以完成PID调节，输出控制量。然后将控制量u_rd、u_rq依次变换回两相α、β坐标系和三相abc坐标系，得到PWM调制信号u_ra、u_rb、u_rc。最后以调制信号值设置比较器，当定时器在计数过程中于所设定比较值匹配时将相应的PWM输出引脚极性翻转，形成PWM输出，触发相应功率器件。上述PID运算、坐标反变换、定时器比较过程都设置于定时器T1下益中断服务程序中，即以PWM开关周期作为整个算法的刷新周期。实时控制有功功率、无功功率跟踪给定值。

步骤五所述器件选择过程通过仿真计算获得。按照系统额定容量5MW，额定电压20kV设计，首先对系统标幺化处理，基准电压取变压器二次侧线电压有效值10kV，功率部分采用基于IGBT的三相全控桥，换流电抗器取为系统基准阻抗的0.15PU，经计算电抗器为9.5mH，IGBT选择3300V、800A单管。开关频率设置为1350Hz，高通滤波器按照系统容量20％设计。如图3所示。

如图4、5所示，Matlab软件下得到的仿真结果，仿真的主要参数为：换流电抗器L₁＝L₂＝9.5mH，换流电抗器等效电阻损耗R₁＝R₂＝0.0176Ω，VSC1风场侧交流线电压有效值6.6kV，系统等效电阻和电感分别设置为0.2Ω和1.5mH，直流侧电容C₁＝C₂＝500μF，直流线路等效电阻0.5Ω。直流电压设定值20kV；VSC2电网侧电网电压6.6kV，开关频率1350Hz。经调整后设置直流电压调节器：k_p＝0.78，k_i＝16.11。

Claims (4)

1.一种无交流电压传感器高压直流输电变流器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

第一步，将变流器输入电抗器的等效电阻R和电感L视为虚拟电机的定子电阻与电感，设定线电压u_ab、u_bc、u_ca是由虚拟磁链所感应产生；

第二步，建立电流、电压、磁链矢量相对位置关系，分析矢量图；

第三步，建立变流器及磁链数学模型，计算系统虚拟磁链矢量，获得系统功率反馈量；

第四步，通过直接功率控制算法，获得系统有功、无功控制信号，生成PWM触发变流器，分别独立控制系统的有功功率、无功功率；

第五步，利用MATLAB仿真软件搭建系统模型进行验证，实现为系统选择器件。

2.根据权利要求1所述的无交流电压传感器高压直流输电变流器的控制方法，其特征是，第三步中所述的系统功率反馈量，是利用变流器开关函数计算其交流瞬时电压，代替电压传感器，再根据电压和磁链的关系，得到系统虚拟磁链矢量，最后利用瞬时功率理论计算变流器实际输出功率，作为反馈构成功率闭环。

3.根据权利要求1所述的无交流电压传感器高压直流输电变流器的控制方法，其特征是，第四步中所述的直接功率控制算法，通过变流器数学模型计算一个PWM开关周期内功率的变化量ΔP、ΔQ，以及由此引起的磁链变化量ΔΨ_rd、ΔΨ_rq，再根据电压与磁链的关系，计算出产生ΔΨ_rd、ΔΨ_rq所需的电压u_rd、u_rq，即为变流器控制电压；进一步经过坐标反变换得到变流器控制的三相参考信号，经SPWM或SVPWM环节生成触发脉冲控制变流器运行。

4.根据权利要求1所述的无交流电压传感器高压直流输电变流器的控制方法，其特征是，第五步中所述的利用MATLAB仿真软件搭建系统模型进行验证，是指：将MATLAB中的控制算法转为实际系统，在仿真模型下每个模块的可实现性，其中，功率部分采用基于IGBT的三相全控桥实现，对于高压大功率按照现有拓扑结构对开关器件串联和并联使用，控制部分采用DSP数字信号处理器实现。

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