CN101534015B - 一种三相光伏并网逆变控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供一种三相光伏并网逆变控制方法，涉及太阳能光伏发电技术领域。该方法及其装置采集并网隔离变压器二次侧线电压u_ab、u_bc、u_ca，电流i_a、i_b、i_c，电池板直流电压U_d、电流i_dc；根据最大功率点跟踪得出并网指令电流的幅值；采用预测电流无差拍控制测略计算开关时间，控制器根据计算的时间来控制主电路开关元件的开通与关断，从而实现控制并网电流。本发明可使系统电流在一个控制周期(us级)跟踪指令电流的变化，实现功率因数可控、低谐波并网电流和系统稳态无静差，具有响应速度快、跟踪精度高、效率高、可靠性好等特点。

Description

一种三相光伏并网逆变控制方法

技术领域

本发明涉及太阳能光伏发电技术领域。

背景技术

三相光伏并网型逆变器将光伏电池产生的直流电能逆变成为与电网频率相同的交流电，并通过配电系统将电能送入电网。并网型光伏系统是光伏电站发展的方向，与孤立运行的太阳能光伏电站相比，具有以下优点：①光伏电池可以始终运行在最大功率点处，由电网吸收太阳能电站所发的全部电能，提高了太阳能电站的发电效率；②省略了蓄电池作为储能环节，降低了系统成本；③节省了蓄电池充放电过程中的能量损失，提高了系统效率；④节省了由于存在蓄电池而带来的运行与维护费用；⑤避免了处理废旧蓄电池带来的二次污染，实现真正的绿色能源。

目前的现有技术是采用电流指令与实际电流误差经PID进行调节控制，它存在系统响应速度慢、系统有静差、跟踪精度低、效率低的缺陷；并且，在光照发生变化时容易发生振荡，可靠性差。

发明内容

本发明的目的是提供一种三相光伏并网逆变控制方法，该方法可使系统电流在一个控制周期(us级)跟踪指令电流的变化，实现功率因数可控、低谐波并网电流和系统稳态无静差，具有响应速度快、跟踪精度高、效率高、可靠性好等特点。

本发明是这样实现的：一种三相光伏并网逆变器控制方法，其特征在于具有如下步骤：

a、控制器实时采集并网隔离变压器二次侧线电压u_ab、u_bc、u_ca，电流i_a、i_b、i_c，电池板直流电压U_d、电流i_dc；

b、控制器根据最大功率点跟踪控制算法得出并网指令电流的幅值；

c、控制器内部通过软件生成与电网同步的角速度，使其始终与电网保持同步速度；

d、控制器与外部硬件相结合在每次电网电压波形正过零时，对系统的角速度进行修正，从而保证并网电流与网侧电压同相位；

e、采用预测电流无差拍控制策略计算IGBT的开关时间，控制器根据计算的时间来实时控制主电路开关元件IGBT的开通与关断，从而实现控制并网电流。

所述的三相光伏并网逆变器控制方法，其具体步骤可为：线电压u_ab经过过零检测回路测得电网的实际频率f，控制器内部通过软件生成与电网同步的角速度ωt，

式中T_s为开关周期，使其始终与电网保持同步速度；然后通过软件生成与相电压同相位的正余弦信号sinωt、cosωt，控制器与外部硬件相结合在每次电网电压波形正过零时，对系统的角速度进行修正，从而保证并网电流与网侧电压同相位；同时将静止的三相电压u_ab、u_bc、u_ca经过变换矩阵C₃₂变换到静止的二相αβ坐标系下

经过旋转变换矩阵C进一步将

变换到与电网同频率旋转的同步旋转dq坐标下

经过同步旋转变换后与电网同频率的基波分量相对dq坐标静止，其它分量为交流量，即交直流混合的

量，经过低通滤波器将交流分量滤除后得到直流分量

利用反正切求得电压矢量与d轴的夹角

由于线电压比相电压超前π/6，所以相电压夹角θ＝θ_{u_line}-π/6；其中C₃₂、C以及C₂₃、C^-1为变换矩阵；

$C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\×\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$ $C=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ωt}& -\cos \mathrm{\ωt}\\ -\cos \mathrm{\ωt}& -\sin \mathrm{\ωt}\end{array}\right]---\left(1\right)$

C₂₃＝C′₃₂            C^-1＝C′        (2)

控制器根据太阳能电池板的直流电压、电流，利用最大功率点跟踪控制算法得到并网电流指令值I^*，将其放到dq坐标中并且与d轴的夹角为θ，进行反变换得到与电网相电压同相位的三相电流将其反相到了并网指令电流i″_a、i″_b、i″_c；对于数字控制器而言，从电流采样到PWM控制信号输出，存在一个采样周期的延迟时间；在坐标反变换时应对该延时进行补偿，将ωt加上Δθ＝2πfTs，即实现电流的预测控制。

上述的三相光伏并网逆变器控制方法，其描述开关元件的开关状态定义开关函数

可为：

对于a相，上管开通时

此时u_DN＝U_d；下管开通时

此时u_DN＝0；其他两相依次类推，于是有：

$u_{\mathrm{DN}}=d_a^{*}{U}_d,$ $u_{\mathrm{EN}}=d_b^{*}{U}_d,$ $u_{\mathrm{FN}}=d_c^{*}{U}_d---\left(4\right)$

定义开关元件s_a、s_b、s_c在一个开关周期内的开关脉冲信号占空比为d_a、d_b、d_c；在一个控制周期内，d_a、d_b、d_c等于开关函数d_a ^*、d_b ^*、d_c ^*的平均值；当开关频率比较高时，可用平均值意义的d_a、d_b、d_c代替d_a ^*、d_b ^*、d_c ^*；

$d_k=\frac{t_k}{T_S}---\left(5\right)$

由开关函数表示的电容电压方程为：

$C\frac{{\mathrm{dU}}_d}{\mathrm{dt}}=i_a{d}_a^{*}+i_b{d}_b^{*}+i_c{d}_c^{*}---\left(6\right)$

根据回路ADNEB、BENFC和CFNDA的电压方程，以及上述的电容电压方程，可以得到逆变器的无差拍电流控制数学模型为：

$\left[\begin{array}{cccc}L& -L& 0& 0\\ 0& L& -L& 0\\ 0& 0& 0& U_d\end{array}\right]\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\\ U_d\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -(d_a-d_b)U_d\\ 0& 0& 0& -(d_b-d_c)U_d\\ d_a& d_b& d_c& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\\ U_d\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cccc}1& -1& 0& 0\\ 0& 1& -1& 0\\ 0& 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\\ 0\end{array}\right]---\left(7\right)$

将上式离散化，用ΔT的有限增量来代替其趋近于零的极限值，当开关频率比较高时ΔT可以用T_s来代替，即dt＝ΔT＝T_s；

$\frac{{\mathrm{di}}_k}{\mathrm{dt}}=\frac{i_k^{\′\′}-i_k}{T_S}---\left(8\right)$

其中T_s为开关周期，i_k为三相光伏并网型逆变器第k相实际输出电流，由测量电路获得；i″_k为第k相补偿电流指令值；式(8)代入式(7)，得

$d_a=\frac{1}{3U_d}[\frac{L}{T_S}(-2x_a+x_b+x_c)+(2u_A-u_B+u_C)]+\frac{1}{2}---\left(9a\right)$

$d_b=\frac{1}{3U_d}[\frac{L}{T_S}(x_a-2x_b+x_c)+(u_A-2u_B+u_C)]+\frac{1}{2}---\left(9b\right)$

$d_c=\frac{1}{3U_d}[\frac{L}{T_S}(x_a+x_b-2x_c)+(u_A+2u_B+2u_C)]+\frac{1}{2}---\left(9c\right)$

式中x_a＝i″_a-i_a，x_b＝i″_b-i_b，x_c＝i″_c-i_c；

上式的含义为：采用求得的d_a、d_b、d_c控制开关元件，在一个开关周期之内三相光伏并网型逆变器将使其输出电流i_k等于指令电流i″_k，即实现了无差拍控制；

最大功率点电流指令I^*，在dq坐标系下，通过公式(10)进行坐标投影变换，即实现了有功功率与无功功率的解耦控制；

式中——θ_a为相电压与d轴的夹角；

——为相电压与电流夹角，即功率因数角；

其中d轴分量反映了系统有功功率大小，q轴反映了系统无功功率的大小；

调节电压与电流夹角

的大小，就可以控制并网的功率因数，系统要求并网的功率因数为1.0，因此该角度设为0度，即可以实现功率因数为1.0。

一种三相光伏并网逆变控制方法所用的装置，其特征在于具有如下的结构：隔离变压器T一端与电网连接，另一端与干式电抗器连接；干式电抗器另一端与绝缘栅极晶体管桥臂中点连接；桥臂正端与直流电容器正端相连接，防反向二极管阴极直流电容器正端相连接，反向二极管阳极连接与光伏电池组件正端相连接，桥臂负端、直流电容器负端和光伏电池组件负端连接在一起。

所述的三相光伏并网逆变控制方法所用的装置，其特征在于：防反向二极管阴极直流电容器正端相连接，反向二极管阳极连接与光伏电池组件正端相连接。

本发明的积极效果是：该方法及其装置可使系统电流在一个控制周期(us级)跟踪指令电流的变化，实现功率因数可控、低谐波并网电流和系统稳态无静差，与现有技术相比，具有响应速度快、跟踪精度高、效率高、可靠性好等特点。

以下结合附图及实施例作详述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1为本发明装置的拓扑结构图。

图2为本发明方法无差拍预测电流控制原理图。

图3为本发明满载并网电压波形图。

图4为本发明满载并网电压波形畸变率图。

图5为本发明满载并网电流波形图。

图6为本发明满载并网电流波形畸变率图。

图7为本发明满载并网功率图。

图8为本发明电流指令I^*投影变换图。

图1～图8中各符号的含义为：e_a、e_b、e_c为三相电源相电压；QK为三相空气断路器，T为逆变器与电网之间的隔离变压器；i_a、i_b、i_c为三相光伏并网型逆变器三相线电流；L为三相光伏并网型逆变器高频滤波电抗器；C为直流稳压电容器；U_d为电容电压；s_a、s_b、s_c、s_a′、s_b′、s_c′代表可关断器件绝缘栅极晶体管(IGBT)；D为防止反相充电二极管，PV为光伏电池板阵列；并网隔离变压器二次侧线电压u_ab、u_bc、u_ca，电流i_a、i_b、i_c，电池板直流电压U_d、电流i_dc；A、B、C、D、E、F为相对地电位点，M、N为直流电容器正、负端，MPPT为最大功率跟踪控制，LPF为低通滤波器，C23、C、C^-1为相应的坐标变换矩阵，q、d为旋转坐标系下坐标轴，Δθ为预测控制角度，u、I为电压、电流分量。

具体实施方式

举例说明其具体方法及装置结构如下：

如图1，为本发明逆变器的结构：包括与电网依次连接空气断路器QK，三相隔离变压器T，三相高频滤波电抗器L，三相IGBT桥臂，直流电容器，防反向二极管，光伏电池板组件PV等。隔离变压器T一端与电网连接，另一端与干式电抗器连接；干式电抗器另一端与IGBT绝缘栅极晶体管桥臂中点连接；IGBT桥臂正端与直流电容器C正端相连接，防反向二极管D阴极直流电容器C正端相连接，反向二极管D阳极连接与光伏电池组件PV正端相连接，IGBT桥臂负端、直流电容器负端和光伏电池组件负端连接在一起。防反向二极管D阴极直流电容器C正端相连接，反向二极管D阳极连接与光伏电池组件PV正端相连接。电网与逆变器通过隔离变压器T进行的电气隔离，电网侧采用星型连接，逆变器侧采用三角形连接方式；隔离变压器不但可以隔离直流分量，而且隔离变压器的三角形解法还可以屏蔽零序电流；与隔离变压器相连接的优质干式电抗器，用以滤除与之后面相连接的开关器件产生的高频谐波干扰；与干式电抗器相连接的功率开关器件IGBT，与IGBT相连接的直流电容器C、防反向二极管D、光伏电池组件PV。

如图2，为方法框图：所述的三相光伏并网逆变器控制方法，其具体步骤可为：线电压u_ab经过过零检测回路测得电网的实际频率f，控制器内部通过软件生成与电网同步的角速度ωt，

式中T_s为开关周期，使其始终与电网保持同步速度。然后通过软件生成与相电压同相位的正余弦信号sinωt、cosωt，控制器并与外部硬件相结合在每次电网电压波形正过零时，对系统的角速度进行修正，从而保证并网电流与网侧电压同相位；控制器实时采集系统电压、电流、电池板直流电压、电流，根据最大功率点跟踪控制算法得出并网指令电流的幅值；采用预测电流无差拍控制测略计算IGBT的开关时间，控制器根据计算的时间来实时控制主电路开关元件IGBT的开通与关断，从而实现控制并网电流。

将用上述连接结构及控制方法研制的40kW的三相光伏并网型逆变器，试验应用于40kW光伏、风力并网示范电站，试验证明，本控制方法能够较好的控制并网电流。图3满载并网电压波形、图4满载并网电压波形畸变率、图5满载并网电流波形、图6满载并网电流波形畸变率、图7满载并网功率图；从图6中可以看出在满载的情况下，并网电流的畸变率只有1.2％，畸变率非常小；从图7中可以看出并网的功率因数都达到了1.0，即所发出的电流100％都是有功电流。但是实际通过图7所看到的无功功率并不是为零，通过总的有功功率36.4kW和视在功率36.5kVA，反推出系统的实际功率因数为0.997。图6中所显示的功率因数为1.0，是由于显示位数有限四舍五入的结果。

Claims (4)

1.一种三相光伏并网逆变器控制方法，其特征在于具有如下步骤：

a、控制器实时采集并网隔离变压器二次侧线电压u_ab、u_bc、u_ca，电流i_a、i_b、i_c，电池板直流电压U_d、电流i_dc；

b、控制器根据最大功率点跟踪控制算法得出并网指令电流的幅值；

c、控制器内部通过软件生成与电网同步的角速度，使其始终与电网保持同步速度；

d、控制器与外部硬件相结合在每次电网电压波形正过零时，对系统的角速度进行修正，从而保证并网电流与网侧电压同相位；

e、采用预测电流无差拍控制策略计算IGBT的开关时间，控制器根据计算的时间来实时控制主电路开关元件IGBT的开通与关断，从而实现控制并网电流。

2.根据权利要求1所述的三相光伏并网逆变器控制方法，其特征在于线电压u_ab经过过零检测回路测得电网的实际频率f，控制器内部通过软件生成与电网同步的角速度ωt，

式中T_s为开关周期，使其始终与电网保持同步速度；然后通过软件生成与相电压同相位的正余弦信号sinωt 、cosωt，控制器与外部硬件相结合在每次电网电压波形正过零时，对系统的角速度进行修正，从而保证并网电流与网侧电压同相位。

3.根据权利要求1所述的三相光伏并网逆变器控制方法，其特征在于将静止的三相电压u_ab、u_bc、u_ca经过变换矩阵C₃₂变换到静止的二相αβ坐标系下

经过旋转变换矩阵C进一步将

变换到与电网同频率旋转的同步旋转dq坐标下经过同步旋转变换后与电网同频率的基波分量相对dq坐标静止，其它分量为交流量，即交直流混合的

量，经过低通滤波器将交流分量滤除后得到直流分量

利用反正切求得电压矢量与d轴的夹角

由于线电压比相电压超前π/6，所以相电压夹角θ＝θ_{u_line}-π/6；其中C₃₂、C以及C₂₃、C^-1为变换矩阵；

$C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\×\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$ $C=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ωt}& -\cos \mathrm{\ωt}\\ -\cos \mathrm{\ωt}& -\sin \mathrm{\ωt}\end{array}\right]---\left(1\right)$

C₂₃＝C′₃₂          C^-1＝C′       (2)

控制器根据太阳能电池板的直流电压、电流，利用最大功率点跟踪控制算法得到并网电流指令值I^*，将其放到dq坐标中并且与d轴的夹角为θ，进行反变换得到与电网相电压同相位的三相电流

将其反相到了并网指令电流i″_a、i″_b、i″_c；对于数字控制器而言，从电流采样到PWM控制信号输出，存在一个采样周期的延迟时间；在坐标反变换时应对该延时进行补偿，将ωt加上Δθ＝2πfT_S，式中的f为电网的实际频率、Ts为开关控制周期，即实现电流的预测控制。

4.根据权利要求1所述的三相光伏并网逆变器控制方法，其特征在于描述开关元件的开关状态定义开关函数

为：

对于a相，上管开通时

此时u_DN＝U_d；下管开通时此时u_DN＝0；其他两相依次类推，于是有：

$u_{\mathrm{DN}}=d_a^{*}{U}_d,$ $u_{\mathrm{EN}}=d_b^{*}{U}_d,$ $u_{\mathrm{FN}}=d_c^{*}{U}_d---\left(4\right)$

定义开关元件s_a、s_b、s_c在一个开关周期内的开关脉冲信号占空比为d_a、d_b、d_c；在一个控制周期内，d_a、d_b、d_c等于开关函数d_a ^*、d_b ^*、d_c ^*的平均值；当开关频率比较高时，可用平均值意义的d_a、d_b、d_c代替d_a ^*、d_b ^*、d_c ^*；

$d_k=\frac{t_k}{T_S}---\left(5\right)$

由开关函数表示的电容电压方程为：

$C\frac{{\mathrm{dU}}_d}{\mathrm{dt}}=i_a{d}_a^{*}+i_b{d}_b^{*}+i_c{d}_c^{*}---\left(6\right)$

根据回路ADNEB、BENFC和CFNDA的电压方程，以及上述的电容电压方程，可以得到逆变器的无差拍电流控制数学模型为：

$\left[\begin{array}{cccc}L& -L& 0& 0\\ 0& L& -L& 0\\ 0& 0& 0& U_d\end{array}\right]\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\\ U_d\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -(d_a-d_b)U_d\\ 0& 0& 0& -(d_b-d_c)U_d\\ d_a& d_b& d_c& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\\ U_d\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cccc}1& -1& 0& 0\\ 0& 1& -1& 0\\ 0& 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\\ 0\end{array}\right]---\left(7\right)$

将上式离散化，用ΔT的有限增量来代替其趋近于零的极限值，当开关频率比较高时ΔT可以用T_s来代替，即dt＝ΔT＝T_s；

$\frac{{\mathrm{di}}_k}{\mathrm{dt}}=\frac{i_k^{\′\′}-i_k}{T_S}---\left(8\right)$

其中T_s为开关周期，i_k为三相光伏并网型逆变器第k相实际输出电流，由测量电路获得；i″_k为第k相补偿电流指令值；式(8)代入式(7)，得

$d_a=\frac{1}{3U_d}[\frac{L}{T_S}(-2x_a+x_b+x_c)+(2u_A-u_B+u_C)]+\frac{1}{2}---\left(9a\right)$

$d_b=\frac{1}{3U_d}[\frac{L}{T_S}(x_a-2x_b+x_c)+(u_A-2u_B+u_C)]+\frac{1}{2}---\left(9b\right)$

$d_c=\frac{1}{3U_d}[\frac{L}{T_S}(x_a+x_b-2x_c)+(u_A+2u_B+2u_C)]+\frac{1}{2}---\left(9c\right)$

式中x_a＝i″_a-i_a，x_b＝i″_b-i_b，x_c＝i″_c-i_c

上式的含义为：采用求得的d_a、d_b、d_c控制开关元件，在一个开关周期之内三相光伏并网型逆变器将使其输出电流i_k等于指令电流i″_k，即实现了无差拍控制；

最大功率点电流指令I^*，在dq坐标系下，通过公式(10)进行坐标投影变换，即实现了有功功率与无功功率的解耦控制；

式中，θ_a为相电压与d轴的夹角；

为相电压与电流夹角，即功率因数角；

其中d轴分量反映了系统有功功率大小，q轴反映了系统无功功率的大小；调节电压与电流夹角的大小，就可以控制并网的功率因数，系统要求并网的功率因数为1.0，因此该角度设为0度，即可以实现功率因数为1.0。

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