CN102629768A - 一种基于正负序分量分离的光伏逆变器并网电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明针对现有技术SVPWM坐标变换的第一步abc-αβ时默认三相电压矢量和恒为零，故三相不平衡的电网电压进行SVPWM变换将造成信息失准从而导致SVPWM反变换时电压波形无法准确还原的问题，提出了正负序分量分离的光伏逆变器并网电流控制方法，通过将不平衡的电网电压分解为了各自平衡的标准正序分量U⁺ _d、U⁺ _q和标准负序分量U^- _d、U^- _q，由于正负序电网电压分量各自的平衡性，此时利用SVPWM空间矢量法逆变出的电压波形可以对其进行很好的模拟，从而实现了在不平衡电网电压下得到较为理想的并网电流波形。

Description

一种基于正负序分量分离的光伏逆变器并网电流控制方法

技术领域

本发明属于光伏逆变并网发电系统技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于正负序分离的、对光伏逆变器并网电流进行控制的方法。

背景技术

太阳能光伏逆变并网发电系统日前已经得到越来越多国家的关注，光伏逆变器作为光伏逆变并网发电系统的核心装置也已经取得了长足的发展。

图1是光伏逆变并网发电系统的基本结构图。

如图1所示，三相光伏逆变并网发电系统都是由太阳能电池板阵列、光伏逆变器组成。光伏逆变器又包括，最大功率点跟踪(Maximum Power PointTracking，简称MPPT)模块、母线电路、逆变桥电路以及控制电路。

太阳能电池板阵列的功能是将太阳能转化为电能，最大功率点跟踪模块直接与太阳能电池板阵列相连，以使太阳能电池板一直工作在最大功率点上。当母线电路的母线电压升高到指定点时整个光伏逆变并网发电系统开始进行能量传输，把太阳能电池板阵列转化出的电能输送到逆变桥电路上。逆变桥电路负责将直流电转换成工频交流电。控制电路是整个太阳能光伏逆变并网发电系统稳定工作的前提和关键部分，最大功率点跟踪的实现、母线电压的平稳、并网电流波形和相位的控制都要靠控制电路来实现。

图2是现有技术中光伏逆变器并网电流控制的原理框图。

如图2所示，现有技术的光伏逆变器的控制过程：

首先由三路电压传感器采样三路线电压U_ab，U_bc，U_ca，然后经过线-相转换得到三路相电压U_a、U_b、U_c、经过abc-αβ坐标转得换到αβ静止坐标系下的电压U_α、U_β以及电网电压的瞬时相位角θ，然后再转换得到同步旋转坐标系中的电网电压U_d、U_q。

对三相并网电流I_a、I_b、I_c经过abc-αβ坐标转换，得到αβ静止坐标系下的电流I_α、I_β，然后结合瞬时相位角θ做变换，得到同步旋转坐标系中的电流I_d、I_q。然后与给定的电流参考值I_dref、I_qref在电流调节控制器中做PI控制调节，得到电压值U_dnew、U_qnew，然后进行空间矢量调制(SVM)，得到分别控制三相全控桥电路中六个功率开关管通断的脉宽调制信号PWM_1-6，从而实现对并网电流幅值和相位的控制。

目前光伏逆变技术的核心控制算法基本都是采用空间矢量脉宽调制法(Space Vector Pulse Width Modulation，简称SVPWM)，该算法的精髓在于通过三相坐标系-αβ静止坐标系-dq同步旋转坐标系的一系列坐标变换将三相abc的交流控制转化成为二相dq的直流控制。但是SVPWM变换的根基和前提就在于默认三相电网的绝对平衡，而对于幅值或者相位不平衡的三相电网，直接对其进行SVPWM变换时，会造成电网电压真实信息的丢失，导致光伏逆变器不能很好地跟随电网电压而动作，造成并网电流的波形失真，电流总谐波失真(Thd)的升高，从而对三相电网造成谐波污染，影响电网的供电质量。

为了消除不平衡电网下SVPWM算法的固有缺陷对并网电流波形的影响，近年来很多新算法，如基于对称分量法的三相电网电压正负序分离的坐标变换法、基于最小二乘法的电网电压正负序分量快速检测算法等被提出，这些方法在理论研究中的确可以起到较为快速而准确地分离电网正负序电压的作用，但是对于工程实践来说，考虑到研发成本和现有嵌入式处理器计算能力的限制，并不能在工程中得到很好的应用。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，针对不平衡的三相电网，提供一种基于正负序分量分离的光伏逆变器并网电流控制方法，以弥补SVPWM核心控制算法的自身缺陷，提高三相并网电流波形质量，降低并网电流的总谐波失真Thd值。

为实现上述发明目的，本发明基于正负序分量分离的光伏逆变器并网电流控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、采用三个并网电流传感器，对光伏并网逆变器的输出电流进行采样，获得三相并网相电流I_a、I_b、I_c，然后经过abc-αβ坐标转换到αβ静止坐标系，得到电流I_α、I_β，经过同步正转得到dq轴电流I_dpos、I_qpos、同步反转得到dq轴电流I_dneg、I_qneg；

将dq轴电流I_dpos、I_qpos以及I_dneg、I_qneg分别经过一个二倍工频的FIR有限序列数字陷波器的滤波后，得到电流I⁺ _d、I⁺ _q、I^- _d、I^- _q；

(2)、采用三个电网电压传感器，对三相电网线电压进行采样，获得三相电网线电压U_ab、U_bc、U_ca，然后经过线-相转换，得到三路相电压U_a、U_b、U_c，再经过abc-αβ坐标转换到αβ静止坐标系，得到电压U_α、U_β，经过同步正转得到dq轴电压U_dpos、U_qpos、同步反转得到dq轴电压U_dneg、U_qneg；

将dq轴电压U_dpos、U_qpos以及U_dneg、U_qneg分别经过一个二倍于电网频率的FIR有限序列数字陷波器的滤波后，得到电压U⁺ _d、U⁺ _q、U^- _d、U^- _q；

(3)、将给定的期望有功功率P_g和无功功率Q_g代入电流PI参考值计算模块得到四路电流PI期望值I⁺ _dref、I⁺ _qref、I^- _dref、I^- _dref：

$\left\{\begin{array}{c}{I^{+}}_{\mathrm{dref}}=P_g/{U^{+}}_d\\ {I^{+}}_{\mathrm{qref}}=Q_g/{U^{+}}_q\\ {I^{-}}_{\mathrm{dref}}={I^{-}}_{\mathrm{qref}}=0\end{array}\right.$

(4)、在电流PI调节控制模块中，计算出PI过后的dq轴新电压，即电压U_dnew、U_qnew

U_dnew＝U⁺ _dnew+U^- _dnew

U_qnew＝U⁺ _qnew+U^- _qnew

U⁺ _dnew＝U⁺ _d-ωL·i⁺ _q+PI(i⁺ _d-i⁺ _dref)

U⁺ _qnew＝U⁺ _q+ωL·i+d+PI(i⁺ _q-i⁺ _qref)

U^- _dnew＝U^- _d-ωL·i^- _q+PI(i^- _d-i^- _dref)

U^- _qnew＝U^- _q+ωL·i^- _d+PI(i^- _q-i^- _qref)

式中，ω为电网基波角频率，三相全控桥输出端的三个电感的电感值相等，即式中的L；

(5)、将dq轴控制量U_dnew、U_qnew通过SVM(空间矢量调制)模块进行SVPWM(空间矢量脉宽调制)反变换，然后经过占空比计算后，得到六路占空比PWM₁、PWM₂...-PWM₆，驱动三相全控桥，从而达到对三相并网电流的稳定控制。

本发明的目的是这样实现的：

首先，由三个电压传感器采样不平衡电网得到三相电网线电压瞬时值U_ab、U_bc、U_ca并将其通过线-相转换为三路相电压U_a、U_b、U_c，然后经过abc-αβ坐标转换到αβ坐标系，得到电压U_α、U_β，经过同步正转得到电压U_dpos、U_qpos、同步反转得到电压U_dneg、U_qneg。由于在同步正转坐标系中三相电网电压的正序分量表现为直流量，负序分量表现为二倍于电网频率的正弦交流量；在同步反转坐标系同三相电网电压的负序分量表现为直流量，正序分量表现为二倍于电网频率的正弦交流量，故将电压U_dpos、U_qpos、U_dneg、U_qneg通过二倍工频FIR有限序列数字陷波器后可以得到纯直流分量U⁺ _d、U⁺ _q、U^- _d、U^- _q。同样的方法，可以得到纯直流分量I⁺ _d、I⁺ _q、I^- _d、I^- _q。然后将给定的期望有功功率P_g和无功功率Q_g代入电流PI参考值计算模块得到四路电流PI期望值I⁺ _dref、I⁺ _qref、I^- _dref、I^- _dref，同时与四路电网电压正负序分量U⁺ _d、U⁺ _q、U^- _d、U^- _q一起作为电流PI调节控制模块的输入进行PI控制后输出dq轴新电压U_dnew、U_qnew，再将其SVM(空间矢量调制)模块进行SVPWM(空间矢量脉宽调制)反变换，得到六路占空比PWM_1-6，驱动三相全控桥，从而达到对三相并网电流的稳定控制。由于SVPWM坐标变换的第一步abc-αβ时默认三相电压矢量和恒为零，故三相不平衡的电网电压进行SVPWM变换将造成信息失准从而导致SVPWM反变换时电压波形无法准确还原。本发明通过将不平衡的电网电压分解为了各自平衡的标准正序分量U⁺ _d、U⁺ _q和标准负序分量U^- _d、U^- _q，由于正负序电网电压分量各自的平衡性，此时利用SVPWM空间矢量法逆变出的电压波形可以对其进行很好的模拟，从而实现了在不平衡电网电压下得到较为理想的并网电流波形。

附图说明

图1是图1是光伏逆变并网发电系统的基本结构图；

图2是现有技术中光伏逆变器并网电流控制的原理框图；

图3是本发明基于正负序分量分离的光伏逆变器并网电流控制方法一具体实施方式控制框图；

图4是本发明中电流调节控制模块的结构框图；

图5是不平衡电网下未采用本发明的并网电流波形图；

图6是不平衡电网下采用本发明的并网电流波形图。

图7是不平衡电网下d轴电压U_dpos波形图。

图8是不平衡电网下d轴电压U_dpos经100Hz陷波器滤波后得到的U⁺ _d波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

图3是本发明基于正负序分量分离的光伏逆变器并网电流控制方法一具体实施方式控制框图。

如图3所示，在本实施例中，首先通过三个电压传感器对三相电网电压进行采样，得到三相电网线电压U_ab、U_bc、U_ca，然后经过三相电压的相-线转换得到三相电网相电压U_a、U_b、U_c，再经过abc-αβ坐标转换到αβ坐标系，得到电压U_α、U_β，最后，经过同步正转得到dq轴电压U_dpos、U_qpos、同步反转得到电压dq轴U_dneg、U_qneg。与此同时三个电流传感器对三相并网相电流进行采样，得到三相并网相电流I_a、I_b、I_c。然后类似地得到同步正转坐标系下的dq轴电流I_dpos、I_qpos以及同步反转坐标系下的dq轴电流I_dneg、I_qneg。

然后将以上四路dq轴电压U_dpos、U_qpos、U_dneg、U_qneg以及四路dq轴电流I_dpos、I_qpos、I_dneg、IX分别经过一有限序列FIR数字陷波器，陷波为100Hz，得到正负序分离的四路dq轴电压分别为U⁺ _d、U⁺ _q、U^- _d、U^- _q以及四路dq轴电流分别为I⁺ _d、I⁺ _q、I^- _d、I^- _q。

其中，电网电压的线-相转换公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_a=-\frac{U_{\mathrm{ca}}-U_{\mathrm{ab}}}{3}\\ U_b=-\frac{U_{\mathrm{ab}}-U_{\mathrm{bc}}}{3}\\ U_c=-\frac{U_{\mathrm{bc}}-U_{\mathrm{ca}}}{3}\end{array}\right.$

有限序列FIR数字陷波器的传递函数为：

$H_{\left(Z\right)}=\frac{1-2*\cos (\mathrm{\π}/45)z^{-1}+z^{-2}}{1-2*\cos (\mathrm{\π}/45)*0.995z^{-1}+0.995*0.995{*z}^{-2}}$

然后根据需要的有功功率P_g和无功功率Q_g的给定值推算出当前的正负序并网电流的参考值I⁺ _dref、I⁺ _qref、I^- _dref、I^- _qref。

并网电流参考值的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{I^{+}}_{\mathrm{dref}}=P_g/{U^{+}}_d\\ {I^{+}}_{\mathrm{qref}}=Q_g/{U^{+}}_q\\ {I^{-}}_{\mathrm{dref}}={I^{-}}_{\mathrm{qref}}=0\end{array}\right.$

以参考值I⁺ _dref、I⁺ _qref、I^- _dref、I^- _qref为标准对四路电流信号分别进行PI控制后输出得到正负序dq轴新电压U_dnew、U_qnew。然后将这两路信号通过SVM模块进行SVPWM反变换，然后经过占空比计算后，得到六路占空比PWM₁、PWM₂...-PWM₆，驱动三相全控桥，从而达到对三相并网电流的稳定控制。

图4是本发明中电流调节控制模块的结构框图。

如图4所示，电流PI调节控制模块完成以下计算：

U⁺ _dnew＝U⁺ _d-ωL·i⁺ _q+PI(i⁺ _d-i⁺ _dref)

U⁺ _qnew＝U⁺ _q+ωL·i⁺ _d+PI(i⁺ _q-i⁺ _qref)

U^- _dnew＝U^- _d-ωL·i^- _q+PI(i^- _d-i^- _dref)

U^- _qnew＝U^- _q+ωL·i^- _d+PI(i^- _q-i^- _qref)

U_dnew＝U⁺ _dnew+U^- _dnew

U_qnew＝U⁺ _qnew+U^- _qnew

图5是不平衡电网下未采用本发明的并网电流波形图。

在本实施中，由于测试实验环境的电网平衡度较差，而在控制算法上并未做正负序分离的双馈控制，故并网时电流波形较差，Thd值较高，对电网造成的谐波污染比较严重

图6是不平衡电网下采用本发明的并网电流波形图。

在本实施中，测试实验环境不变的条件下，由于采用了正负序分离的双馈电流控制，系统对电网不平衡的忍受程度有了显著提高，可见并网电流波形相对较好，Thd值较低，更有利于电网供电质量的改善。

图7是不平衡电网下d轴电压U_dpos波形图。

在本实施中，由于电网电压平衡度较差，d轴电压U_dpos波形直流度较差，叠有100Hz负序交流纹波。

图8是不平衡电网下d轴电压U_dpos经100Hz陷波器滤波后得到的U⁺ _d波形图。

在本实施中可以看出，经过100Hz数字陷波器的滤波过后电网d轴电压波形直流度有了明显改善，从而提高三相并网电流波形质量，降低并网电流的总谐波失真Thd值。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (2)

1.一种基于正负序分量分离的光伏逆变器并网电流控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、采用三个并网电流传感器，对光伏并网逆变器的输出电流进行采样，获得三相并网相电流I_a、I_b、I_c，然后经过abc-αβ坐标转换到αβ静止坐标系，得到电流I_α、I_β，经过同步正转得到dq轴电流I_dpos、I_qpos、同步反转得到dq轴电流I_dneg、I_qneg；

将dq轴电流I_dpos、I_qpos以及I_dneg、I_qneg分别经过一个二倍工频的FIR有限序列数字陷波器的滤波后，得到电流I⁺ _d、I⁺ _q、I^- _d、I^-q；

(2)、采用三个电网电压传感器，对三相电网线电压进行采样，获得三相电网线电压U_ab、U_bc、U_ca，然后经过线-相转换，得到三路相电压U_a、U_b、U_c，再经过abc-αβ坐标转换到αβ静止坐标系，得到电压U_α、U_β，经过同步正转得到dq轴电压U_dpos、U_qpos、同步反转得到dq轴电压U_dneg、U_qneg；

将dq轴电压U_dpos、U_qpos以及U_dneg、U_qneg分别经过一个二倍于电网频率的FIR有限序列数字陷波器的滤波后，得到电压U⁺ _d、U⁺ _q、U^- _d、U^- _q；

(3)、将给定的期望有功功率P_g和无功功率Q_g代入电流PI参考值计算模块得到四路电流PI期望值I⁺ _dref、I⁺ _qref、I^- _dref、I^- _dref：

$\left\{\begin{array}{c}{I^{+}}_{\mathrm{dref}}=P_g/{U^{+}}_d\\ {I^{+}}_{\mathrm{qref}}=Q_g/{U^{+}}_q\\ {I^{-}}_{\mathrm{dref}}={I^{-}}_{\mathrm{qref}}=0\end{array}\right.$

(4)、在电流PI调节控制模块中，计算得出PI过后的dq轴新电压U_dnew、U_qnew

U_dnew＝U⁺ _dnew+U^- _dnew

U_qnew＝U⁺ _qnew+U^- _qnew

U⁺ _dnew＝U⁺ _d-ωL·i⁺ _q+PI(i⁺ _d-i⁺ _dref)

U⁺ _qnew＝U⁺ _q+ωL·i⁺ _d+PI(i⁺ _q-i⁺ _qref)

U^- _dnew＝U^- _d-ωL·i^- _q+PI(i^- _d-i^- _dref)

U^- _qnew＝U^- _q+ωL·i^- _d+PI(i^- _q-i^- _qref)

式中，ω为电网基波角频率，三相全控桥输出端的三个电感的电感值相等，即式中的L；

(5)、将dq轴新电压U_dnew、U_qnew通过SVM(空间矢量调制)模块进行SVPWM(空间矢量脉宽调制)反变换，然后经过占空比计算后，得到六路占空比PWM₁、PWM₂...-PWM₆，驱动三相全控桥，从而达到对三相并网电流的稳定控制。

2.根据权利要求1所述的基于正负序分量分离的光伏逆变器并网电流控制方法，其特征在于，所述的有限序列FIR数字陷波器的传递函数为：

$H_{\left(Z\right)}=\frac{1-2*\cos (\mathrm{\π}/45)z^{-1}+z^{-2}}{1-2*\cos (\mathrm{\π}/45)0.995z^{-1}+0.995*0.995*z^{-2}}\·$

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