CN102751741B - 光伏逆变器的低电压穿越lvrt控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法，所述系统包括太阳能电池板、光伏逆变器、电网和控制器；所述太阳能电池板、所述光伏逆变器和所述电网顺次连接；所述控制器分别与所述光伏逆变器和所述电网连接。所述系统及方法，具有以下优点：1)当电网发生故障而导致电网电压平衡跌落时，具有良好的动态响应，并且，能够保证光伏逆变器三相均流稳定输出并网电流；2)不平衡电压跌落时，控制系统能够消除电网正负序电压影响，只输出正序电流分量，保证三相电流均流且具有较低的谐波分量；从而降低了电网发生该类故障时造成的损失，提高了电网供电的可靠性。另外，系统支持不平衡电网的特殊情况，保证正常三相均流稳定运行。

Description

光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法

技术领域

本发明属于光伏发电技术领域，具体涉及一种光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法。

背景技术

在太阳能并网发电系统中，其核心器件之一为光伏逆变器，光伏逆变器的主要作用为：将光伏电站中的太阳能电池板发出的直流电转化为交流电，然后将该交流电并入电网中。

在通过光伏逆变器将光伏发电并入现有的电网后，当电网发生故障导致电压跌落时，如果光伏电站也立即切除，则将引起整个供电系统剧烈变化，导致大面积停电；所以，此时光伏电站不应该立即从电网中脱离。低电压穿越(LVRT，Low Voltage Ride Through)即指：当电网发生此类故障而导致电压跌落时，光伏电站仍然能够保持并网，支撑电网故障恢复，从而穿越电网的低电压时间段，避免电网故障的扩大化，提高电网供电的可靠性。

但是，目前，对于低电压穿越的控制系统具有以下缺陷：(1)在电网发生故障导致电压跌落时，控制系统的动态响应较慢；(2)当电网电压跌落时，控制系统无法控制光伏逆变器均流稳定输出并网电流。由此导致在电网发生该类故障时造成的损失较大的问题。

发明内容

针对现有技术存在的缺陷，本发明提供一种光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法，当电网发生故障而导致电网电压跌落时，具有良好的动态响应，并且，能够保证光伏逆变器均流稳定输出并网电流，从而降低了电网发生该类故障时造成的损失，提高了电网供电的可靠性。

本发明采用的技术方案如下：

本发明提供一种光伏逆变器的低电压LVRT穿越控制系统，包括太阳能电池板、光伏逆变器、电网和控制器；所述太阳能电池板、所述光伏逆变器和所述电网顺次连接；所述控制器分别与所述光伏逆变器和所述电网连接。

优选的，所述光伏逆变器包括串联的三相逆变电路、滤波电路及变压电路；和/或所述控制器为DSP控制器。

本发明提供一种应用上述系统的方法，包括以下步骤：

S1，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相线电压u_ab、u_bc和u_ca，经正序锁相控制环的处理，得到正序相位角

S2，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相电流i_a、i_b和i_c，并结合S1得到的正序相位角基于PARK及CLARK变换原理，将三相静止坐标系abc转换为两相静止坐标系αβ，再将所述两相静止坐标系αβ转换为两相旋转坐标系dq，计算得到d轴电流i_d和q轴电流i_q；

S3，所述控制器采集所述光伏逆变器的直流侧电压u_dc，经电压控制环的处理，所述控制器输出作为电流控制环d轴给定i_{d_ref}；

S4，所述控制器将S2得到的i_d和S3得到的i_{d_ref}之差输出给所述电流控制环，输出d轴电压u_{m_d}；所述控制器设置为纯有功功率输出，无功电流给定i_{q_ref}＝0，与i_q之差值输出给所述电流控制环，输出q轴电压u_{m_q}；

S5，所述控制器进行坐标系逆变变换，即将两相旋转坐标系dq转换为两相静止坐标系αβ，再将两相静止坐标系αβ转换为三相静止坐标系abc，将u_{m_d}和u_{m_q}转换得到三相控制电压u_{m_a}、u_{m_b}和u_{m_c}；然后采用SVPWM空间矢量脉宽调制得到三相调制波PWM，输出至所述光伏逆变器的管子模块IGBT。

优选的，S1中，所述正序锁相控制环的处理过程具体为：

u_ab、u_bc和u_ca经过正序提取得到电压正序αβ⁺的角频率再经积分器得到正序电压相位角系统正序相位角与之差即为电压电流相位差Δθ，然后给定相位差Δθ_ref为0，将Δθ_ref与Δθ之差经比例积分控制器G_pi(s)，输出作为系统补偿频率f_m，f_m再与当前电网频率f₀作加法运算，得到系统需要输出的电流频率f_i，f_i经积分器得到系统运行的正序相位角

优选的，S3中，所述电压控制环的处理过程具体为：

所述控制器经MPPT最大功率跟踪模块，输出电压给定u_{dc_ref}，u_{dc_ref}与u_dc之差，经电压环控制器D_v(s)后输出作为有功功率d轴电流i_{m_d}，再经过2次陷波滤波器G_Notch(s)输出作为d轴电流给定i_{d_ref}，i_{d_ref}与d轴电流反馈i_d之差，经电流环控制器D_i(s)，输出为系统d轴电压u_{m_d}，经硬件电感模块输出d轴电流i_d，再经低频等效为电容侧i_dc，经硬件电容模块输出u_dc。

优选的，S4中，所述电流控制环的处理过程具体为：

电流给定i_{d_ref}和i_{q_ref}相乘后经采样反馈系数K_fb，输出值与电流反馈AD值i_{dq_fb_ad}之差，经过比例积分PI控制器后，输出值再缩小输出作为控制器输出的dq轴电压u_{m_dq}，然后作预测后的正负序电压 前馈补偿，及电流i_dq解耦ωLI_{dq_fb}补偿，输出值经数字化控制器延迟环节G_d(s)＝e^-sT后，其输出值再经过线性补偿后，输出至硬件电路的硬件放大系数K_pwm后与dq轴电流耦合值ωLI_dq作差，得到的差值再与电网正负序电压 作差，得到的差值经过硬件电感模块后输出电感d轴电流i_d和电感q轴电流i_q；i_d和i_q等效至实际三相电流i_abc，在采样回路，经硬件RC滤波电路输出至模数转换AD采样，得到数字化的电流AD值i_{dq_fb_ad}，其中，模数转换AD采样的放大倍数为K_fb； $K_{\mathrm{pwm}}^{-1}=1/K_{\mathrm{pwm}};$

其中，所述预测后的正负序电压 经过以下方法获得：正序dq轴电压负序dq轴电压经过超前预测差分方程模块 $D_c\left(z\right)=\frac{z-K(z-1)}{z}$ 后输出预测后的正负序电压和

本发明的有益效果如下：

本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法，具有以下优点：1)当电网发生故障而导致电网电压平衡跌落时，具有良好的动态响应，并且，能够保证光伏逆变器三相均流稳定输出并网电流；2)不平衡电压跌落时，控制系统能够消除电网正负序电压影响，只输出正序电流分量，保证三相电流均流且具有较低的谐波分量；从而降低了电网发生该类故障时造成的损失，提高了电网供电的可靠性。另外，系统支持不平衡电网的特殊情况，保证正常三相均流稳定运行。

附图说明

图1为本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统的结构示意图；

图2为本发明提供的正序锁相控制环的结构示意图；

图3为本发明提供的电压电流控制环的简化结构示意图；

图4为本发明提供的电流控制环的结构示意图；

图5为仿真测试得到的，当三相电压不平衡跌落时，系统电网电压波形；

图6为仿真测试得到的，当三相电压不平衡跌落时，系统输出电流波形；

图7为仿真测试得到的，当三相电压平衡跌落时，系统电网电压波形；

图8为仿真测试得到的，当三相电压平衡跌落时，系统输出电流波形；

图9为实际测试得到的，当三相电压平衡跌落时，系统网侧电压和输出电流波形。

具体实施方式

以下结合附图对本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统和方法进行详细介绍：

本发明提供一种光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统，包括太阳能电池板、光伏逆变器、电网和控制器；所述太阳能电池板、所述光伏逆变器和所述电网顺次连接；所述控制器分别与所述光伏逆变器和所述电网连接。其中，光伏逆变器包括串联的三相逆变电路、滤波电路及变压电路；控制器为DSP控制器。

应用上述光伏逆变器的低电压穿越控制系统，本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制方法包括以下步骤：

S1，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相线电压u_ab、u_bc和u_ca，经正序锁相控制环的处理，得到正序相位角

如图2所示，为本发明提供的正序锁相控制环的结构示意图，正序锁相控制环的处理过程具体为：

u_ab、u_bc和u_ca经过正序提取得到电压正序αβ⁺的角频率再经积分器得到正序电压相位角系统正序相位角与之差即为电压电流相位差Δθ，然后给定相位差Δθ_ref为0，将Δθ_ref与Δθ之差经比例积分控制器G_pi(s)，输出作为系统补偿频率f_m，f_m再与当前电网频率f₀作加法运算，得到系统需要输出的电流频率f_i，f_i经积分器得到系统运行的正序相位角

电网电压不平衡跌落时，电网电压过零捕获将不准确，所以，为实现正序电流控制，故需提取正序电压相位用于锁相，正序锁相控制环采用跟踪电网电压正序分量，使得给定电流相位与电网正序电压同相同频，从而保证系统在电网不平衡跌落时，只输出正序电流分量。

S2，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相电流i_a、i_b和i_c，并结合S1得到的正序相位角基于PARK及CLARK变换原理，将三相静止坐标系abc转换为两相静止坐标系αβ，再将所述两相静止坐标系αβ转换为两相旋转坐标系dq，计算得到d轴电流i_d和q轴电流i_q；

S3，所述控制器采集所述光伏逆变器的直流侧电压u_dc，经电压控制环的处理，所述控制器输出作为电流控制环d轴给定i_{d_ref}；

如图3所示，为本发明提供的电压控制环的结构示意图，电压控制环的处理过程具体为：

所述控制器经MPPT最大功率跟踪模块，输出电压给定u_{dc_ref}，u_dc与u_{dc_ref}之差，经电压环控制器D_v(s)后输出作为有功功率d轴电流i_{m_d}，再经过2次陷波滤波器G_Notch(s)输出作为d轴电流给定i_{d_ref}，i_{d_ref}与d轴电流反馈i_d之差，经电流环控制器D_i(s)，输出为系统d轴电压u_{m_d}，经硬件电感模块输出d轴电流i_d，再经低频等效为电容侧i_dc，经硬件电容模块输出u_dc。

通过电压控制环，由于当电网不平衡跌落时，直流电压将存在2次谐波分量，控制系统在电流环给定i_{d_ref}采用二次陷波滤波器滤波，从而保证电压控制环的输出不存在2次谐波分量，保证输出电流除基波外，其它次谐波分量均较低，保证输出电流良好正弦度，从而提高输出的电能质量。

采用陷波滤波器消除二次谐波的原理为：

当电网存在不平衡，电网电压

$E_{\mathrm{\α\β}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+E_{d{q}^{-}}{e}^{-\mathrm{j\ωt}}$

电网电流

$I_{\mathrm{\α\β}}=I_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+I_{d{q}^{-}}{e}^{-\mathrm{j\ωt}}$

电网复功率矢量

S＝P+jQ

$=(E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-\mathrm{j\ωt}})(I_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+I_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-\mathrm{j\ωt}}{)}^{*}$

$=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{2\mathrm{j\ωt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-2\mathrm{j\ωt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{-}}$

$P=\mathrm{Re}[E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{2\mathrm{j\ωt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-2\mathrm{j\ωt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{-}}]$

当明显P存在较大2次谐波分量，考虑直流侧(忽略整机损耗)，直流V_dc将存2次谐波，故电压环输出(电流环给定I_rf)可采用陷波滤波器，从而保证消去电流2次谐波。

本发明中，通过上述电压前馈补偿，采用正序dq电压及负序dq电压同时为提高动态响应，对正负序电压增加超前预测环，从而提高了系统的动态响应，保证不平衡电压跌落时，控制系统能够消除电网电压影响，只输出正序电流分量，保证三相电流均流且具有较低的谐波分量；而当电网电压平衡跌落时，超前预测环可以保证电网电压对控制系统扰动的影响最小，从而提高系统的动态响应。

S4，所述控制器将S2得到的i_d和S3得到的i_{d_ref}之差输出给所述电流控制环，输出d轴电压u_{m_d}；所述控制器设置为纯有功功率输出，无功电流给定i_{q_ref}＝0，与i_q之差值输出给所述电流控制环，输出q轴电压u_{m_q}；

当设置为纯有功功率输出时，即i_q＝0，功率因数PF＝1，系统的无功电流给定i_{q_ref}＝0，与电感无功电流i_q之差，经过电流控制器输出作为q轴电压u_{m_q}；与d轴电流控制器输出u_{m_d}结合作坐标系转换，再经SVPWM调制输出给IGBT模块。通过这种方式，可以实现系统纯有功功率输出控制，即保证了系统输出无功功率为零。

如图4所示，为本发明提供的电流控制环的结构示意图，电流控制环的处理过程具体为：

电流给定i_{d_ref}和i_{q_ref}相乘后经采样反馈系数K_fb，输出值与电流反馈AD值i_{dq_fb_ad}之差，经过比例积分PI控制器后，输出值再缩小输出作为控制器输出的dq轴电压u_{m_dq}，然后作预测后的正负序电压 前馈补偿，及电流i_dq解耦ωLI_{dq_fb}补偿，输出值经数字化控制器延迟环节G_d(s)＝e^-sT后，其输出值再经过线性补偿后，输出至硬件电路的硬件放大系数K_pwm后与dq轴电流耦合值ωLI_dq作差，得到的差值再与电网正负序电压 作差，得到的差值经过硬件电感模块后输出电感d轴电流i_d和电感q轴电流i_q；i_d和i_q等效至实际三相电流i_abc，在采样回路，经硬件RC滤波电路输出至模数转换AD采样，得到数字化的电流AD值i_{dq_fb_ad}，其中，模数转换AD采样的放大倍数为K_fb； $K_{\mathrm{pwm}}^{-1}=1/K_{\mathrm{pwm}};$

其中，所述预测后的正负序电压 经过以下方法获得：正序dq轴电压负序dq轴电压经过超前预测差分方程模块 $D_c\left(z\right)=\frac{z-K(z-1)}{z}$ 后输出预测后的正负序电压和

为保证系统只存在正序电流，需消掉系统中正负序电压扰动项，需正确提取正负序电压

1)正序电压

$E_{{\mathrm{dq}}^{+}}=E_{{\mathrm{\α\β}}^{+}}{e}^{-\mathrm{jwt}}$

$E_{{\mathrm{\α\β}}^{+}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{jwt}}=(E_{d^{+}}+j{E}_{q^{+}})(\cos \mathrm{\ωt}+j\sin \mathrm{\ωt})$

即

$\left\{\begin{array}{c}{E}_{{\mathrm{\α}}^{+}}=E_{d^{+}}\cos \mathrm{\ωt}-E_{q^{+}}\sin \mathrm{\ωt}\\ E_{{\mathrm{\β}}^{+}}=E_{d^{+}}\sin \mathrm{\ωt}+E_{q^{+}}\cos \mathrm{\ωt}\end{array}\right.$

2)负序电压

$E_{{\mathrm{dq}}^{-}}=E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}}{e}^{-\mathrm{jwt}}$

$E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}}=E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-\mathrm{jwt}}=(E_{d^{-}}+j{E}_{q^{-}})(\cos \mathrm{\ωt}-j\sin \mathrm{\ωt})$

即

$\left\{\begin{array}{c}{E}_{{\mathrm{\α}}^{-}}=E_{d^{-}}\cos \mathrm{\ωt}-E_{q^{-}}\sin \mathrm{\ωt}\\ E_{{\mathrm{\β}}^{-}}=E_{d^{-}}\sin \mathrm{\ωt}+E_{q^{-}}\cos \mathrm{\ωt}\end{array}\right.$

3)总正负序电压

$E_{\mathrm{dq}\_\mathrm{all}}=(E_{{\mathrm{\α\β}}^{+}}+E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}})e^{-\mathrm{jwt}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-j2\mathrm{wt}}$

静止坐标系逆旋转，

$E_{\mathrm{\α\β}\_\mathrm{all}}=\left(E_{\mathrm{dq}\_\mathrm{all}}\right)e^{\mathrm{jwt}}=(E_{{\mathrm{dq}}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-j2\mathrm{wt}})e^{\mathrm{jwt}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{jwt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-j\mathrm{wt}}$

$E_{\mathrm{\α\β}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+E_{d{q}^{-}}{e}^{-\mathrm{j\ωt}}$

即

$E_{\mathrm{\α\β}\_\mathrm{all}}=E_{\mathrm{\α\β}}=E_{{\mathrm{\α\β}}^{+}}+E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}}$

所以，系统前馈补偿E_{dq_all}，即可补偿正负序电压扰动项。

为改善系统动态响应，系统电压扰动项E_dq可增加超前补偿，具体原理为：

超前预测差分方程为 $D_c\left(z\right)=\frac{z-K(z-1)}{z}$

K数值选择，三相电网坐标变换，

$E_{\mathrm{dq}}=E_{d{q}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}$

$E_{\mathrm{\α\β}}=E_{{\mathrm{\α\β}}^{+}}+E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{jwt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-\mathrm{jwt}}$

$E_{\mathrm{\α\β}}=\frac{2}{3}(E_a+E_b{e}^{j\frac{2}{3}\mathrm{\π}}+E_c{e}^{-j\frac{2}{3}\mathrm{\π}})$

1)当电网平衡 $E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}}=0E_{{\mathrm{dq}}^{-}}=0$

$E_{{\mathrm{dq}}^{+}}=e_{\mathrm{\α\β}}{e}^{-\mathrm{jwt}}$

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d=E_{\mathrm{\α}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+E_{\mathrm{\β}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)=E\\ E_q=-E_{\mathrm{\α}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)+E_{\mathrm{\β}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)=0\end{array}\right.$

假定dq、αβ⁺当前拍及上拍值，

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d(n+1)=E_d\left(n\right)=E_d(n-1)=E\\ E_q(n+1)=E_q\left(n\right)=E_q(n-1)=0\end{array}\right.$

即， $\left\{\begin{array}{c}{E}_d(n+1)=E_d\left(n\right)+K\×[E_d\left(n\right)-E_d(n-1)]\\ E_q(n+1)=E_q\left(n\right)+K\×[E_q\left(n\right)-E_q(n-1)]\end{array}\right.,$ 得到结论1：当电网平衡时，K可以为任意值

2)当电网不平衡，

$E_{\mathrm{dq}}=E_{\mathrm{\α\β}}{e}^{-\mathrm{jwt}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-j2\mathrm{wt}}=A+B{e}^{-j2\mathrm{wt}}$

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d=A+B\cos \left(2\mathrm{wt}\right)\\ E_q=-B\sin \left(2\mathrm{wt}\right)\end{array}\right.$

故，

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d(n-1)=A+B\cos \left(2(n-1)\mathrm{T\ω}\right)\\ E_d\left(n\right)=A+B\cos \left(2\mathrm{nT\ω}\right)\\ E_d(n+1)=A+B\cos \left(2(n+1)\mathrm{T\ω}\right)\end{array}\right.---\left(1\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{E}_q(n-1)=B^{\′}\sin \left(2(n-1)\mathrm{T\ω}\right)\\ E_q\left(n\right)=B^{\′}\sin \left(2\mathrm{nT\ω}\right)\\ E_q(n+1)=B^{\′}\sin \left(2(n+1)\mathrm{T\ω}\right)\end{array}\right.---\left(2\right)$

令θ₁＝2nTω、θ₂＝2Tω＝6.28e^-2，，其中cos(θ₂)≈1式(1)有，

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d(n-1)\≈A+B[\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)+\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)]\\ E_d\left(n\right)=A+B\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\\ E_d(n+1)\≈A+B[\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)]\end{array}\right.$

式(2)有，

$\left\{\begin{array}{c}{E}_q(n-1)\≈B^{\′}[\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)]\\ E_q\left(n\right)=B^{\′}\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\\ E_q(n+1)\≈B^{\′}[\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)]\end{array}\right.$

故，

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d(n+1)=E_d\left(n\right)+[E_d\left(n\right)-E_d(n-1)]\\ E_q(n+1)=E_q\left(n\right)+[E_q\left(n\right)-E_q(n-1)]\end{array}\right.$

得出结论2：当电网不平衡，K可以选取1。

最终取值K＝1 $D_c\left(z\right)=\frac{2z-1}{z}.$

S5，所述控制器进行坐标系逆变变换，即将两相旋转坐标系dq转换为两相静止坐标系αβ，再将两相静止坐标系αβ转换为三相静止坐标系abc，将u_{m_d}和u_{m_q}转换得到三相控制电压u_{m_a}、u_{m_b}和u_{m_c}；然后采用SVPWM空间矢量脉宽调制得到三相调制波PWM，输出至所述光伏逆变器的管子模块IGBT。

采用空间矢量脉宽调制SVPWM策略，具有以下优点1)提高直流电压利用率，保证可适应较宽的直流电压范围；2)可大大降低3倍数的谐波电流(如3、6、9...次谐波)，可降低损耗及保证给电网提供较好电能。

本发明采用空间矢量dq控制策略，具有以下优点：1)采用PI控制器，保证了系统稳态误差基本为零，及很易调制选择较好的动态响应；2)非常容易实现PQ有功和无功的调节，保证功率因数PF在(-0.95～+0.95)区间。

通过本发明提供的方法，能够保证控制系统输出的i_d和i_q无静差的跟踪给定电流i_{d_ref}和i_{q_ref}，通过设计理想的电流控制环及准确的电压前馈补偿，可以保证电流控制的良好动态响应及稳态性能。

应用本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法，对光伏逆变器进行仿真实验，如图5所示，为当三相不平衡跌落时，系统输出电网电压波形；如图6所示，为当三相不平衡跌落时，系统输出电流波形；如图7所示，为当三相平衡跌落时，系统输出电网电压波形；如图8所示，为当三相平衡跌落时，系统输出电流波形。图9为实际测试得到的，当三相电压平衡跌落时，系统网侧电压和输出电流波形。从图5-9可以看出，1)当电网发生故障而导致电网电压平衡跌落时，具有良好的动态响应，并且，能够保证光伏逆变器三相均流稳定输出并网电流；2)不平衡电压跌落时，控制系统能够消除电网正负序电压影响，只输出正序电流分量，保证三相电流均流且具有较低的谐波分量；从而降低了电网发生该类故障时造成的损失，提高了电网供电的可靠性。另外，系统支持不平衡电网的特殊情况，保证正常三相均流稳定运行。

综上所述，本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越控制系统及方法，技术上主要具以下创新：(1)采用正序αβ⁺锁相，保证电流只跟踪正序电压，保证正序电流控制。(2)采用正负序电压前馈补偿，电压增加超前预测环，改善动态响应。(3)电流给定i_dq采用二次陷波滤波器，消除电流二次谐波。具有以下优点：1)当电网发生故障而导致电网电压平衡跌落时，具有良好的动态响应，并且，能够保证光伏逆变器三相均流稳定输出并网电流；2)不平衡电压跌落时，控制系统能够消除电网正负序电压影响，只输出正序电流分量，保证三相电流均流且具有较低的谐波分量；从而降低了电网发生该类故障时造成的损失，提高了电网供电的可靠性。另外，系统支持不平衡电网的特殊情况，保证正常三相均流稳定运行。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种应用光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统的方法，其特征在于，所述光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统包括太阳能电池板、光伏逆变器、电网和控制器；所述太阳能电池板、所述光伏逆变器和所述电网顺次连接；所述控制器分别与所述光伏逆变器和所述电网连接；所述方法包括以下步骤：

S1，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相线电压u_ab、u_bc和u_ca，经正序锁相控制环的处理，得到正序相位角

S2，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相电流i_a、i_b和i_c，并结合S1得到的正序相位角基于PARK及CLARK变换原理，将三相静止坐标系abc转换为两相静止坐标系αβ，再将所述两相静止坐标系αβ转换为两相旋转坐标系dq，计算得到d轴电流i_d和q轴电流i_q；

S3，所述控制器采集所述光伏逆变器的直流侧电压u_dc，经电压控制环的处理，所述控制器输出作为电流控制环d轴给定i_{d_ref}；

S4，所述控制器将S2得到的i_d和S3得到的i_{d_ref}之差输出给所述电流控制环，输出d轴电压u_{m_d}；所述控制器设置为纯有功功率输出，无功电流给定i_{q_ref}＝0，与i_q之差值输出给所述电流控制环，输出q轴电压u_{m_q}；

S5，所述控制器进行坐标系逆变变换，即将两相旋转坐标系dq转换为两相静止坐标系αβ，再将两相静止坐标系αβ转换为三相静止坐标系abc，将u_{m_d}和u_{m_q}转换得到三相控制电压u_{m_a}、u_{m_b}和u_{m_c}；然后采用SVPWM空间矢量脉宽调制得到三相调制波PWM，输出至所述光伏逆变器的管子模块IGBT；

其中，S4中，所述电流控制环的处理过程具体为：

电流给定i_{d_ref}和i_{q_ref}相乘后经采样反馈系数K_fb，输出值与电流反馈AD值i_{dq_fb_ad}之差，经过比例积分PI控制器后，输出值再缩小输出作为控制器输出的dq轴电压u_{m_dq}，然后作预测后的正负序电压前馈补偿，及dq轴电流耦合值ωLI_dq解耦补偿，输出值经数字化控制器延迟环节G_d(s)＝e^-sT后，其输出值再经过线性补偿后，输出至硬件电路的硬件放大系数K_pwm后与dq轴电流耦合值ωLI_dq作差，得到的差值再与电网正负序电压作差，得到的差值经过硬件电感模块后输出电感d轴电流i_d和电感q轴电流i_q；i_d和i_q等效至实际三相电流i_abc，在采样回路，经硬件RC滤波电路输出至模数转换AD采样，得到数字化的电流反馈AD值i_{dq_fb_ad}，其中，模数转换AD采样的放大倍数为 $K_{\mathrm{fb}};K_{\mathrm{pwm}}^{-1}=1/K_{\mathrm{pwm}};$

其中，所述预测后的正负序电压经过以下方法获得：正序dq轴电压负序dq轴电压经过超前预测差分方程模块 $D_c\left(z\right)=\frac{z-K(z-1)}{z}$ 后输出预测后的正负序电压和

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，S1中，所述正序锁相控制环的处理过程具体为：

u_ab、u_bc和u_ca经过正序提取得到正序电压αβ⁺的角频率再经积分器得到正序电压相位角系统正序相位角与之差即为电压电流相位差Δθ，然后给定相位差Δθ_ref为0，将Δθ_ref与Δθ之差经比例积分控制器G_pi(s)，输出作为系统补偿频率f_m，f_m再与当前电网频率f₀作加法运算，得到系统需要输出的电流频率f_i，f_i经积分器得到系统运行的系统正序相位角

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，S3中，所述电压控制环的处理过程具体为：

所述控制器经MPPT最大功率跟踪模块，输出电压给定u_{dc_ref}，u_{dc_ref}与u_dc之差，经电压环控制器D_v(s)后输出作为有功功率d轴电流i_{m_d}，再经过2次陷波滤波器G_North(s)输出作为d轴电流给定i_{d_ref},i_{d_ref}与d轴电流反馈i_d之差，经电流环控制器D_i(s)，输出为系统d轴电压u_{m_d}，经硬件电感模块输出d轴电流i_d，再经低频等效为电容侧i_dc,经硬件电容模块输出u_dc。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述光伏逆变器包括串联的三相逆变电路、滤波电路及变压电路；和/或所述控制器为DSP控制器。