CN103366053B - 一种电压定向矢量控制策略的改进及数学建模方法 - Google Patents

一种电压定向矢量控制策略的改进及数学建模方法 Download PDF

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本发明公开一种电压定向矢量控制策略的改进及数学建模方法,本方法在光伏并网逆变器主电路模型中,逆变器交流输出侧接有串联电感、并联电容、接口变压器,这三者构成等效LCL滤波电路;采集网侧三相电压,网侧三相电流,送入VOC控制算法进行相关运算。所述方法以网侧三相电流作为控制系统的内环,实现系统的双闭环控制。所述方法还采用空间电压矢量PMW调制方法对并网逆变器实现基于电压定向的矢量控制。本发明对基于RTDS仿真建模中电压定向矢量控制策略的改进及数学建模方法,对控制算法作了相应改进,在RTDS/RSCAD上建立了相应的SVPWM控制模块,它可以实现灵活多样的控制方式,使逆变器能实现四象限运行。

Description

一种电压定向矢量控制策略的改进及数学建模方法
技术领域
[0001] 本发明涉及一种电压定向矢量控制策略的改进及数学建模方法,属光伏并网逆变 器的控制技术领域。
背景技术
[0002] 太阳能光伏发电是太阳能利用的一种重要形式,是利用太阳能电池将光能转换为 电能的发电方式,随着技术不断进步,光伏发电有可能是最具发展前景的发电技术之一。
[0003] 太阳能光伏发电并网必须要将直流电通过逆变转变为交流电,光伏并网逆变器的 控制方式,主要是控制逆变器直流端电压及网侧无功的方式实现光伏并网控制,虽然取到 了较好的控制效果,但也存在很多不足,主要表现为:(1)需要在逆变器直流接口接入大电 感,稳住直流电流,才能实现有功控制;(2)由于无电流反馈控制,在动态过程中含有一定 的直流分量;(3)由于仿真模型中带有接口变压器,接口变压器两侧功率因数难以保证相 同;(4)不能实现逆变器四象限运行,在储能变流充放电中,不能满足要求。
[0004] 在直流电流控制的前提下,以电网电压矢量进行定向,通过控制并网逆变器输出 电流矢量的幅值和相位(相对于电网电压矢量),即可控制并网逆变器的有功与无功功率, 它是相对于电网电压矢量位置的电流矢量控制,因而称为基于电压定向的矢量控制(V0C)。 图1为基于电压定向的矢量控制图。
发明内容
[0005] 本发明的目的是,根据现有光伏并网中采用控制逆变器直流端电压及网侧无功的 方式实现光伏并网控制方式存在的不足,本发明对基于RTDS仿真建模中电压定向矢量控 制策略进行改进,并提供数学建模方法;对控制算法作相应改进;在RTDS/RSCAD上建立了 相应的SVPWM控制模块,使控制方式实现灵活多样,使逆变器能实现四象限运行,满足储能 变流充放电的要求。
[0006] 本发明的技术方案是,对基于电网电压定向的并网逆变器的控制结构和控制方法 进行改进,依据双闭环控制原理,提出了空间电压矢量PMW调制方法和基于电压定向的矢 量控制的建模方法。
[0007] 本发明在光伏并网逆变器主电路模型中,逆变器交流输出侧接有串联电感、并联 电容、大小仿真步长之间的衔接元件--接口变压器,这三者可以等效成LCL滤波电路。采 集逆变器交流输出侧串联电感三相电流,接口变压器与电网侧相连的三相电压,相比传统 控制系统,本发明在三相电压与三相电流的采样点处之间多了并联电容与接口变压器,为 了达到控制目标,必须对经典控制系统进行相应改进。经典V0C控制系统如图2所示,三相 电流采样的是逆变器交流输出侧三相电流,三相电压采样的是电感L侧的三相电压。
[0008] 本发明的采样点如图3所示,本发明采集网侧三相电压~、%、%,逆变器交流输出 侦仨相电流ia、ib、i。,送入V0C控制算法进行相关运算,由于接口变压器本身固有的特性, 以YY连接型为例,即对两侧电压相位不产生相位偏移,但对两侧的电流相位却产生偏移, 偏移大小与变压器额定容量有关。另外,并联电容器注入容性电流,也会对电流相位产生影 响,电容越大,影响越大。为了保证系统可控,且保证接口变压器两侧功率因素相等,必须在 电网电压定向的基础上对逆变器输出的三相电流进行相位补偿,抵消并联电容器与接口变 压器产生的相位偏移。具体做法是:对电网三相电压进行abc/αβ坐标变换,在αβ坐标 系下计算电压角度θ,Θ角直接送入电压αβ/dq坐标变换,三相电流在进行αβ/dq变 换时,角度不能直接采用Θ,而要加上述提到的相偏角△Θ,再进行相关运算,控制结构图 如图4所示。采用此改进的VOC控制方式,取得了较好的效果。
[0009] 当(6=()时,即系统仅输送有功功率,当相位补偿角设置合理,系统应是可控的,接 口变压器两侧功率因数近似相等且为1。
[0010] 功率因数补偿角△Θ的大小除与接口变压器容量、滤波电容大小有关外,还与接 口变压器连接型号有关。
[0011] 本发明采用双闭环控制方法,并以网侧三相电流作为控制系统的内环,实现对系 统的双闭环控制;本发明采用空间电压矢量PMW调制方法对并网逆变器实现基于电压定向 的矢量控制。
[0012] 基于电网电压定向的并网逆变器的控制结构图如图2所示。控制系统由直流电压 外环和有功、无功电流内环组成。直流电压外环的作用是为了稳定或调节直流电压,引入直 流电压反馈并通过一个PI调节器即可实现直流电压无静差控制。由于直流电压的控制可 以通过id的控制来实现,因此直流电压外环PI调节器的输出量即为有功电流内环的电流 参考值~,从而对并网逆变器输出的有功功率进行调节。
[0013] 电流内环是在d、q同步旋转坐标系中实现控制的,即并网逆变器输出电流的检测 值ia、ib、i。经过abc/αβ/dq(自然座标系/静止座标系/同步旋转座标系)的坐标变换 转换为dq同步旋转坐标系下的内环有功电流ijP内环无功电流iq,将其与电流内环的电流 参考值€、ί进行比较,并通过相应的PI调节器控制分别实现对id、iq的无静差控制。电 流内环PI调节器的输出信号经过dq/αβ逆变换后,即可通过空间电压矢量脉宽调制得到 并网逆变器相应的开关驱动信号Sa、Sb、S。,从而实现逆变器的并网控制。
[0014] 外环控制灵活,可以控制系统有功功率、逆变器直流端电压值、逆变器直流端电流 值。基于前馈解耦的控制算法使三相整流器电流内环实现了解耦控制。
[0015] 在建模过程中,恒电压与恒电流控制可以利用三个PI环节实现,而恒功率控制则 要利用四个PI调节器实现,但无功功率的控制可以通过电流内环(6:来实现,因此,恒功率 控制实际上也可以只需利用三个PI调节器实现,使控制系统简化。
[0016] 得到调节后的dq坐标系下的两相电压1!,与uq,变换到两相静止α、β坐标系下 的ua与ue,进行SVPWM控制,即可生成相应6路驱动脉冲控制三相整流桥IGBT的通断。
[0017] 本发明采用的空间电压矢量PWM调制方法为:
[0018] 因为SVPWM的理论基础是平均值等效原理,即在一个开关周期内通过对基本电压 矢量加以组合,使其平均值与给定电压矢量相等。
[0019] 在某个时刻,当电压矢量旋转到某个区域中,可由组成这个区域的两个相邻的非 零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。两个矢量的作用时间在一个采用周期内分多 次施加,从而控制各个电压矢量的作用时间,使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转,通过逆变 器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆,并由两者的比较结果来决定逆变 器的开关状态,从而形成PWM波形。
[0020] a、b、c分别表示在空间静止不动的三相绕组的轴线,空间互差120°。电压空间 矢量是一个以速度ω旋转的矢量,三相电压ua、ub、u。可以看做是电压空间矢量11;5在3、13、 c三个坐标轴上的投影,它们的方向始终在各相的轴线上,大小随时间按正弦规律变化。
[0021] us=Um (coswt+jsinwt) =ua+jup
[0022] 可以看出,电压空间矢量ujft半径为的圆形轨迹匀速运动,速度为ω。产生一 个同样沿圆形轨迹运动的旋转磁场,即磁链圆。电压空间矢量技术就是按照跟踪圆形旋转 磁场来控制PWM电压,磁链的轨迹依靠电压空间矢量的相加。
[0023] 本发明V0C控制系统建模是基于其数学模型,采用ΡΙ调节器实现无静差控制,逆 变器三相桥各桥臂上下开关管的控制,由仿真模型中生成的三相调制波TA、TB、TC与载波 比较生成相应的控制脉冲,控制开关管的动作,载波控制频率为3ΚΗζ,信号采样频率也设为 3ΚΗζ〇
[0024] 现给定αβ坐标系下Uaf#Ubta正弦信号,其中Uafa超前Ubta为90°,送入SVPWM 控制算法中,测试其输出调制波情况,仿真波形如图6所示。图6中,上图表示αβ坐标系 下的两路正弦信号Uafa与Ubta;下图TA、TB、TC表示三相对称的调制信号,TRIWAV1表示 载波信号。
[0025] 三路调制信号分别控制三路整流桥上两个开关管动作情况,设定当调制波> 载波 时,各桥臂上开关管开通,反之,下开关管开通。
[0026] 加入主电路后,上述控制环节中各个信号受主电路中被控制变量控制,同时,被控 制变量又受控制环节的控制,形成闭环控制回路,在设定合理的PI控制参数后,系统会根 据控制指令实现自动控制。
[0027] 本发明的有益效果是,本发明对基于RTDS仿真建模中电压定向矢量控制策略的 改进及数学建模方法,对控制算法作了相应改进,在RTDS/RSCAD上建立了相应的SVPWM控 制模块,它可以实现灵活多样的控制方式,使逆变器能实现四象限运行,利用直流电源模拟 储能电池,建立相应的储能充放电变流器控制系统平台,网侧三相电流作为控制系统的内 环,外环控制不同的对象实现不同的控制方式,模拟储能电池充放电过程。并对控制系统动 态性能进行了相应的仿真,模拟了各种工况切换过程,达到了较理想的控制效果。
附图说明
[0028] 图1为控制矢量图;
[0029] 图2为基于电压定向的矢量控制系统示意图;
[0030] 图3为网侧电压与电流采集点示意图;
[0031] 图4为改进的V0C控制结构部分图;
[0032] 图5为电压空间矢量坐标图;
[0033] 图6为SVPWM控制框输入波形;
[0034] 图7为SVPWM控制框输出波形
[0035] 图中图号:1是逆变桥;2是接口变压器;Uabc是网侧三相电压;Iabc是网侧三相 电流。
具体实施方式
[0036] 本发明具体实施方式如下:
[0037] 图2为基于电压定向的矢量控制系统示意图,基于电压定向的矢量控制系统由直 流电压外环和有功、无功电流内环组成。直流电压外环的作用是为了稳定或调节直流电压, 引入直流电压反馈并通过一个PI调节器即可实现直流电压无静差控制。由于直流电压的 控制可以通过id的控制来实现,因此直流电压外环PI调节器的输出量即为有功电流内环 的电流参考值ί,从而对并网逆变器输出的有功功率进行调节。传统的V0C控制系统,三相 电流采样的是逆变器交流输出侧三相电流,三相电压采样的是电感L侧的三相电压。
[0038] 电流内环是在d、q坐标系中实现控制的,即并网逆变器输出电流的检测值ia、ib、 i。经过abc/αβ/dq的坐标变换转换为同步旋转dq坐标系下的内环有功电流ijP内环无 功电流iq,将其与电流内环的电流参考值(ΐ、(进行比较,并通过相应的PI调节器控制分 别实现对id、iq的无静差控制。电流内环PI调节器的输出信号经过dq/αβ逆变换后,即 可通过空间电压矢量脉宽调制得到并网逆变器相应的开关驱动信号Sa、Sb、S。,从而实现逆 变器的并网控制。
[0039] 本发明实施例对V0C控制方式进行改进,在逆变器交流输出侧接有串联电感、并 联电容、大小仿真步长之间的衔接元件一一接口变压器,这三者可以等效成LCL滤波电路。 采集逆变器交流输出侧串联电感三相电流,接口变压器与电网侧相连的三相电压,相比经 典控制系统,本实施例三相电压与三相电流的采样点处之间多了并联电容与接口变压器, 为了达到控制目标,本实施例对算法作出如下改变
[0040] 如图3所示,采集网侧三相电压ea、eb、e。,逆变器交流输出侧三相电流ia、ib、i。,送 入V0C控制算法进行相关运算,由于接口变压器本身固有的特性,以YY连接型为例,即对两 侧电压相位不产生相位偏移,但对两侧的电流相位却产生偏移,偏移大小与变压器额定容 量有关。另外,并联电容器注入容性电流,也会对电流相位产生影响,电容越大,影响越大。 为了保证系统可控,且保证接口变压器两侧功率因素相等,必须在电网电压定向的基础上 对逆变器输出的三相电流进行相位补偿,抵消并联电容器与接口变压器产生的相位偏移。 具体做法是:对电网三相电压进行abc/αβ坐标变换,在αβ坐标系下计算电压角度Θ, Θ角直接送入电压αβ/dq坐标变换,三相电流在进行αβ/dq变换时,角度不能直接采 用Θ,而要加上述提到的相偏角△Θ,再进行相关运算,控制结构图如下图所示。采用此改 进的V0C控制方式,取得了较好的效果。当< =0时,即系统仅输送有功功率,当相位补偿角 设置合理,系统应是可控的,接口变压器两侧功率因数近似相等且为1。功率因素补偿角度ΑΘ的大小除与接口变压器容量、滤波电容大小有关外,还与接口变压器连接型号有关。
[0041] 本实施例以直流电压外环为例,直流电压给定信号和实际直流电压比较后,误差 信号送入PI调节器,PI调节器的输出即为主电路交流输入参考电流的幅值,比较得到电流 误差后,对电流误差进行PI调节,用以减缓电流在动态过程中的突变。然后再与输入电压 的空间矢量进行比较控制,最后通过SVPWM调制算法,即可生成相应6路驱动脉冲控制三相 整流桥IGBT的通断。
[0042] 外环控制变量是可以设定的,控制变量不同时,经PI调节器后,输出量均作为电 流内环有功电流^的给定值,而恒无功控制经PI调节器后,输出量作为电流内环无功电流 iq的给定值,把无功定为〇,即无功电流给定值为〇,系统应在功率因数为1下运行。
[0043] 上述控制系统中进行了系统坐标变换,先将三相静止坐标系变换到两相同步旋转 坐标系。坐标变换将三相变量变为两相变量的突出优点是将三相静止abc坐标系中的基波 正弦变量变换成为d_q坐标系中的直流分量,降低了系统的阶次,实现了整流器输入有功 和无功的解親,为实现有功与无功、直流电压与电流的控制提供了条件。
[0044] 外环控制灵活,可以控制系统有功功率、逆变器直流端电压值、逆变器直流端电流 值。基于前馈解耦的控制算法使三相整流器电流内环实现了解耦控制。
[0045] 在建模过程中,恒电压与恒电流控制可以利用三个PI环节实现,而恒功率控制则 要利用四个PI调节器实现,但无功功率的控制可以通过电流内环<来实现,因此,恒功率控 制实际上也可以只需利用三个PI调节器实现,使控制系统简化。
[0046] 得到调节后的dq坐标系下的两相电压1!,与uq,变换到两相静止α、β坐标系下 的ua与ue,进行SVPWM控制,即可生成相应6路驱动脉冲控制三相整流桥IGBT的通断。
[0047] 本实施例的空间电压矢量PWM调制方法如图5所示。
[0048] SVPWM的理论基础是平均值等效原理,即在一个开关周期内通过对基本电压矢量 加以组合,使其平均值与给定电压矢量相等。在某个时刻,电压矢量旋转到某个区域中,可 由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。两个矢量 的作用时间在一个采用周期内分多次施加,从而控制各个电压矢量的作用时间,使电压空 间矢量接近按圆轨迹旋转,通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通 圆,并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态,从而形成PWM波形。
[0049] a、b、c分别表示在空间静止不动的三相绕组的轴线,空间互差120°。电压空间 矢量是一个以速度ω旋转的矢量,三相电压ua、ub、u。可以看做是电压空间矢量11;5在3、13、 c三个坐标轴上的投影,它们的方向始终在各相的轴线上,大小随时间按正弦规律变化。
[0050] us=Um (coswt+jsinwt) =ua+jup
[0051] 可以看出,电压空间矢量ujft半径为的圆形轨迹匀速运动,速度为ω。产生一 个同样沿圆形轨迹运动的旋转磁场,即磁链圆。电压空间矢量技术就是按照跟踪圆形旋转 磁场来控制PWM电压,磁链的轨迹依靠电压空间矢量的相加。
[0052] 本实施例V0C控制系统建模采用ΡΙ调节器实现无静差控制,逆变器三相桥各桥臂 上下开关管的控制,由仿真模型中生成的三相调制波TA、TB、TC与载波比较生成相应的控 制脉冲,控制开关管的动作,载波控制频率为3ΚΗζ,信号采样频率也设为3ΚΗζ。
[0053] 现给定αβ坐标系下Uaf#Ubta正弦信号,其中Uafa超前Ubta为90°,送入SVPWM 控制算法中,测试其输出调制波情况,仿真波形如图6和图7所示。图6表示αβ坐标系 下的两路正弦信号Uafa与Ubta;图7表示TA、TB、TC表示三相对称的调制信号,TRIWAV1 表示载波信号。
[0054] 三路调制信号分别控制三路整流桥上两个开关管动作情况,设定当调制波> 载波 时,各桥臂上开关管开通,反之,下开关管开通。
[0055] 加入主电路后,上述控制环节中各个信号受主电路中被控制变量控制,同时,被控 制变量又受控制环节的控制,形成闭环控制回路,在设定合理的PI控制参数后,系统会根 据控制指令实现自动控制。

Claims (3)

1. 一种电压定向矢量控制的数学建模方法,其特征在于,所述方法采用双闭环控制方 法,并W网侧Ξ相电流作为控制系统的内环;采用空间电压矢量PMW调制方法对并网逆变 器实现基于电压定向的矢量控制; 所述双闭环控制在某个时刻,电压矢量旋转到某个区域中,可由组成运个区域的两个 相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到;两个矢量的作用时间在一个采用周 期内分多次施加,从而控制各个电压矢量的作用时间,使电压空间矢量按圆轨迹旋转,通过 逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆,并由两者的比较结果来决定 逆变器的开关状态,从而形成PWM波形。
2. 根据权利要求1所述的一种电压定向矢量控制的数学建模方法,其特征在于,所述 电压定向的矢量控制采用PI调节器实现无静差控制,逆变器Ξ相桥各桥臂上下开关管的 控制,由仿真模型中生成的Ξ相调制波TA、TB、TC与载波比较生成相应的控制脉冲,控制开 关管的动作,载波控制频率为3KHZ,信号采样频率也设为3KHZ 路调制信号分别控制Ξ 路整流桥上两个开关管动作情况,设定当调制波> 载波时,各桥臂上开关管开通,反之,下 开关管开通;加入主电路后,上述控制环节中各个信号受主电路中被控制变量控制,同时, 被控制变量又受控制环节的控制,形成闭环控制回路,在设定合理的ΡΙ控制参数后,系统 会根据控制指令实现自动控制。
3. 根据权利要求1所述的一种电压定向矢量控制的数学建模方法,其特征在于,所述 建模过程中,恒电压与恒电流控制可W利用Ξ个ΡΙ环节实现,而恒功率控制则要利用四个 ΡΙ调节器实现,但无功功率的控制可W通过电流内环C来实现,因此,恒功率控制实际上也 可W只需利用Ξ个ΡΙ调节器实现,使控制系统简化;得到调节后的dq坐标系下的两相电压Ud与U。,变换到两相静止α、β坐标系下的U。与UP,进行SVPWM控制,即可生成相应6路 驱动脉冲控制Ξ相整流桥IGBT的通断。
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