CN103199720B - 一种三相功率变流器的综合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相功率变流器的综合控制方法，该种功率变流器不仅能整流输出能量供给负载，而且能够补偿临近的非线性负载产生的无功和谐波电流；针对有功和无功电流的控制，提出了一种基波电流的快速跟踪控制方法，根据稳态时的基波电压电流关系计算出系统的前馈基波调制信号，进行基波电流的快速跟踪控制；针对谐波电流的控制，首先将谐波电流的跟踪误差进行基波域的dq变换，将6k±1次的两种谐波变换成dq坐标下的6k次的一种谐波，这样仅需要一个6k次谐振控制器即可以实现对6k±1次的两种谐波的控制和补偿，大大减少了谐波控制器的数量，提高了控制系统的实用性。

Description

一种三相功率变流器的综合控制方法

技术领域

本发明涉及三相功率变流器的基波电流控制、谐波电流控制领域，特别是一种三相功率变流器的综合控制方法。

背景技术

电能是影响我国工业发展的关键因素之一，电力节能在我国建设节约型社会的进程中将占有越来越重要的地位。近年来，由于配电网非线性负载引起的谐波、无功等电能质量问题，从而导致电气设备运行紊乱以及变压器等设备功率因数偏低，线路损耗大等问题，给供电和用电企业造成了巨大的经济损失，得益于电力电子、电力变换等技术的发展，使得能够在动态治理谐波的同时改善功率因数兼具无功补偿的有源电力滤波器成为目前改善电能质量、节能降耗方面的研究热点之一。

目前低压三相配电网的非线性负载主要有不可控整流负载和晶闸管整流负载，在冶金、石化、铁路等行业中有着广泛的应用。该种负载具有含量大，功率因数低的特点，其输出谐波主要是6k±1次谐波，对供电系统电能质量造成污染，严重影响了设备的正常运行。目前配电网电能质量治理装备主要有无源滤波器，静止无功补偿器以及基于PWM调制的有源电力滤波器。传统的无源滤波器越来越不能满足现代工业应用和电力系统的要求，而有源电力滤波器能自动适应电网阻抗和频率的快速变化，并且具有高可控性和快速响应性，为电网谐波治理提供了一种重要的方式。

随着电力电子技术发展，一种三相PWM整流技术出现，不同于常规的不可控整流，通过采用PWM调制技术来控制高频电力电子器件的开通和关断来实现装置的单位功率因数整流，稳定运行时，功率因数高达0.99，输出电流畸变率小于5%。这样无需电能质量补偿器，简化了配电网的结构，减少了系统的整体成本，提高了配电网的稳定性。然而，由于目前冶金、石化、铁路等行业中主要采用不可控整流负载和晶闸管整流负载，其具有谐波含量大，功率因数低的特点，需要进行电能质量补偿。这样，可以开发一种改进型的三相功率变流器，使得该种装置一边进行PWM整流给负载供电，一边进行无功补偿和谐波抑制，使它具有有源电力滤波器的功能。同时由于补偿的无功和谐波电流都是交流信号，采用传统的PI控制器，其具有有限的跟踪能力，稳态时存在误差；有学者提出了各次谐波电流的分频控制方法，主要有广义积分控制和比例谐振控制，对相应的谐波具有无限的开环增益，这样可以实现对交流信号的无差跟踪。但是该种分频控制器对每一次谐波都要有一个控制器，这样控制的数量较多，控制系统较为复杂，实现起来难度较大。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种三相功率变流器的综合控制方法，根据稳态时的基波电压电流关系计算出系统的前馈基波调制信号，进行基波电流的快速跟踪，大大减少谐波控制器的数量，提高控制系统的实用性。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种三相功率变流器的综合控制方法，包括三相功率变流器，所述三相功率变流器包括三个功率开关臂，所述三个功率开关臂各通过一个滤波电感接电网，所述三相功率变流器直流侧通过直流电容接后级负载，所述滤波电感与所述电网之间并联有三相负载；该方法为：

1）将三相功率变流器直流侧参考电压

与检测的三相功率变流器直流侧电压u_dc相减，然后经过PI控制器的调节处理后输出三相功率变流器直流侧电压的调节指令I_dc；

2）根据直流侧电压的调节指令I_dc、后级负载功率P_d和三相负载补偿无功功率Q_C，计算出三相功率变流器的基波指令信号

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{fCa}}^{*}=(I_{\mathrm{dc}}+\frac{{2P}_d}{3U})\sin w_{1}t+\frac{2Q_C}{3U}\cos w_{1}t\\ i_{\mathrm{fCb}}^{*}=(I_{\mathrm{dc}}+\frac{2P_d}{3U})\sin (w_{1}t-2\mathrm{\π}/3)+\frac{2Q_C}{3U}\cos (w_{1}t-2\mathrm{\π}/3)\\ i_{\mathrm{fCc}}^{*}=(I_{\mathrm{dc}}+\frac{2P_d}{3U})\sin (w_{1}t+2\mathrm{\π}/3)+\frac{2Q_C}{3U}\cos (w_{1}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.$

其中U为电网电压幅值，w₁表示基波角频率；

3）将三相功率变流器的基波指令信号

与三相功率变流器的输出电流信号i_Ca,i_Cb,i_Cc相减，得到电流的跟踪误差信号ε_fCa,ε_fCb,ε_fCc，然后经过基波谐振控制器，得到基波跟踪误差调制信号ΔV_fCa,ΔV_fCb,ΔV_fCc，其中基波谐振控制器的s域表达式为K_i1表示基波积分系数且0<K_i1<20，w₁表示基波角频率；

4）根据后级负载功率P_d、三相负载补偿无功功率Q_C和三相电网电压，计算出前馈基波调制信号V_fa、V_fb、V_fc为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{fa}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[U\sin w_{1}t-w_{1}L\frac{2P_d}{3U}\sin (w_{1}t+\mathrm{\&pi;}/2)-w_{1}L\frac{2Q_C}{3U}\cos (w_{1}t+\mathrm{\&pi;}/2)]\\ V_{\mathrm{fb}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[U\sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)-w_{1}L\frac{2P_d}{3U}\sin (w_{1}t-\mathrm{\&pi;}/6)-w_{1}L\frac{2Q_C}{3U}\cos (w_{1}t-\mathrm{\&pi;}/6)]\\ V_{\mathrm{fc}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[U\sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)-w_{1}L\frac{2P_d}{3U}\sin (w_{1}t+7\mathrm{\&pi;}/6)-w_{1}L\frac{2Q_C}{3U}\cos (w_{1}t+7\mathrm{\&pi;}/6)]\end{array}\right.$

其中w₁，L分别为基波角频率和输出滤波电感值；

5）将三相功率变流器的基波跟踪误差调制信号ΔV_fCa,ΔV_fCb,ΔV_fCc和前馈基波调制信号相加V_fCa,V_fCb，V_fCc，得到三相功率变流器的基波调制信号

6）将三相功率变流器的基波调制信号

和谐波调制信号

相加，得到三相功率变流器的基波和谐波综合调制信号

7）将三相功率变流器的基波和谐波综合调制信号

送入PWM调制单元，输出得到三相功率变流器的开关驱动信号，驱动三相功率变流器的功率开关管输出期望的电压电流。

所述步骤6）中，谐波调制信号

的计算过程如下：

1）将检测到的三相负载电流i_La,i_Lb,i_Lc与三相功率变流器的输出电流i_Ca,i_Cb,i_Cc相减，得到跟踪误差信号ε_ha,ε_hb,ε_hc，将ε_ha,ε_hb,ε_hc通过基波域的dq变换得到d、q轴分量ε_h,d、ε_h,q：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&epsiv;}}_{h,d}\\ {\mathrm{\&epsiv;}}_{h,q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin w_{1}t& \sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)& \sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ -\cos w_{1}t& -\cos (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\cos (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{ha}}\\ {\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{hb}}\\ {\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{hc}}\end{array}\right]$

2）将d、q轴分量ε_h,d、ε_h,q通过高通滤波器滤除直流分量，得到ε_h,d、ε_h,q的交流分量Δε_d,h、Δε_q,h，然后将Δε_d,h、Δε_q,h送入谐波谐振控制器处理后，得到d、q轴的谐波调制信号V_h,d、V_h,q，其中谐波谐振控制器的s域表达式为

K_ih表示h次谐波的积分系数且0<K_ih<20，w_h表示h次谐波的角频率，谐波谐振控制器谐波次数为6k次，h=6k，k=1，2，3…；

3）将d、q轴的谐波调制信号V_h,d、V_h,q通过基波域的dq反变换，得到三相功率变流器的谐波调制信号

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ha}}^{*}\\ V_{\mathrm{hb}}^{*}\\ V_{\mathrm{hc}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\sin w_{1}t& -\cos w_{1}t\\ \sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\cos (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ \sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)& -\cos (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{h,d}\\ V_{h,q}\end{array}\right].$

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明针对有功和无功电流的控制，根据三相功率变流器的输出基波电压电流关系，推导出了三相功率变流器的前馈基波调制信号，从而实现基波电流的快速跟踪控制，同时通过基波谐振控制器实现了基波电流跟踪误差的动态微调，实现对基波指令电流的无差跟踪；针对负载谐波电流的补偿，提出了一种谐波电流的简化控制方法，首先将谐波电流的跟踪误差进行基波域的dq变换，将6k±1次的两种谐波变换成dq坐标下的6k次的一种谐波，这样仅需要一个6k次分频控制器即可以实现对6k±1次的两种谐波的控制，将谐波的谐振控制器的数量减少一半，大大提高了控制系统的实用性；利用谐振控制器的频率选择特性，无需谐波指令参考信号的检测环节，通过检测三相负载电流，直接与输出电流相减进行电流闭环控制，这样进一步减少了控制系统的结构，降低了系统的复杂度。

附图说明

图1为本发明一实施例三相功率变流器结构框图；

图2为采用传统的比例谐振控制框图；

图3为本发明一实施例控制框图。

具体实施方式

如图1所示，为三相功率变流器结构框图。三相功率变流器是由三个功率开关臂组成，交流侧通过滤波电感L接电网，直流侧通过直流电容C接后级负载。三相电网电压为u_sa、u_sb、u_sc，三相功率变流的输出电流为i_Ca、i_Cb、i_Cc，三相电网电流为i_sa、i_sb、i_sc，三相负载电流为i_La、i_Lb、i_Lc。

假设三相电网电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sa}}=U\sin w_{1}t\\ u_{\mathrm{sb}}=U\sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ u_{\mathrm{sc}}=U\sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right.$

其中U，w₁分别表示基波电压的幅值和角频率。三相功率变流器通过PWM调制技术，可以实现指令电流的跟踪变化。设输入侧三相基波电流为：

I表示电网基波电流的幅值，I_p和I_q分别表示三相基波电流中的有功和无功电流的幅值，且有

则输入侧电源产生的有功功率为：

P_s=u_sai_sa+u_sbi_sb+u_sci_sc=3UI_p/2

假设功率变流器的负载功率为P_d，同时向电网中非线性负载补偿的无功功率为Q_C，忽略功率变流器的器件损耗，则有：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_p=2P_d/3U\\ I_q=2Q_C/3U\end{array}\right.$

同时假设，原边三相滤波电感值为L，则有三相电感电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{La}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sa}}}{\mathrm{dt}}=w_{1}L[I_p\sin (w_{1}t+\mathrm{\&pi;}/2)+I_q\cos (w_{1}t+\mathrm{\&pi;}/2)]\\ u_{\mathrm{Lb}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sb}}}{\mathrm{dt}}=w_{1}L[I_p\sin (w_{1}t-\mathrm{\&pi;}/6)+I_q\cos (w_{1}t-\mathrm{\&pi;}/6)]\\ u_{\mathrm{Lc}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}=w_{1}L[I_p\sin (w_{1}t+7\mathrm{\&pi;}/6)+I_q\cos (w_{1}t+7\mathrm{\&pi;}/6)]\end{array}\right.$

忽略功率变流器的功率损耗，则有三相功率变流器稳定运行时输出基波电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{am}}=u_{\mathrm{sa}}-L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}{=u}_{\mathrm{sa}}-u_{\mathrm{La}}\\ u_{\mathrm{bm}}=u_{\mathrm{sb}}-L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}{=u}_{\mathrm{sb}}-u_{\mathrm{Lb}}\\ u_{\mathrm{cm}}=u_{\mathrm{sc}}-L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}{=u}_{\mathrm{sb}}-u_{\mathrm{Lc}}\end{array}\right.$

则可求得功率变流器稳定运行时的基波调制波信号：

$\left\{\begin{array}{c}{m}_a=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}{u}_{\mathrm{am}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}(u_{\mathrm{sa}}-u_{\mathrm{La}})\\ m_b=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}{u}_{\mathrm{bm}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}(u_{\mathrm{sb}}-u_{\mathrm{Lb}})\\ m_c=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}{u}_{\mathrm{cm}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}(u_{\mathrm{sb}}-u_{\mathrm{Lc}})\end{array}\right.$

如果将该信号作为功率变流器进行PWM调制时的前馈基波指令信号，进行控制系统的快速主调节，使变流器输出电压电流迅速跟踪基波指令信号的变化，以实现基波功率的快速跟踪。

参见图2，图2为传统的比例谐振控制框图。

由于功率变流器补偿的无功和谐波电流都是交流信号，采用传统的PI控制器，其具有有限的跟踪能力，稳态时存在跟踪误差；有学者提出了各次谐波电流的分频控制方法，主要是比例谐振控制，对相应的谐波具有无限的开环增益，这样可以实现对交流信号的无差跟踪。为了减少对于多个谐波域旋转参考坐标系的需要，比例谐振控制器能够直接对交流信号进行闭环积分控制，从而保证实际电流跟踪正弦参考值（零稳态误差），并在特定的频率ω₀处产生谐振。在连续时间域内，比例谐振控制器的传递函数为：

$H\left(s\right)=k_p+\frac{2k_{i}s}{s^2+{\mathrm{\&omega;}}_0^2}$

其中，k_p是比例增益，k_i是积分增益，ω₀是谐振频率。采用比例谐振控制器有许多优点：

■对于有相同角频率ω₀的信号来说，其具有零稳态误差。

■不同谐振频率的多个谐振控制器能够并联运行而不互相干扰，因为谐振控制器相当于一个谐振滤波器，在其谐振频率ω₀处产生谐振。

■谐振控制器可以处理正序和负序交流信号，因为其相当于两个旋转的积分器。

使用频率选择性补偿的概念，用于交流信号控制的比例谐振控制器在一个静止参考坐标系中采用多个谐振控制器，与选定的6k±1（k=1,2,...）次电流谐波产生谐振，进行该次谐波电流的幅值积分控制。对于基波电流分量，采用在基波频率处谐振的控制器。它的主要功能是用于控制给直流侧电容充电使其保持在指定电压的有功电流分量和用于控制进行无功功率补偿的无功电流分量。不平衡负载的补偿也可以实现，因为谐振控制器能够同时处理电流的正序和负序分量。图2所示的控制方案具有不需要坐标旋转变换的优点，但是可以看到，每次需要补偿的谐波都需要一个谐振控制器，如果需要补偿2m次谐波，总共需要2m个谐振控制器，才能达到所要求的谐波补偿性能，使得数字实现时的计算量较大。

假设三相电网电压对称，被检测的三相电流为：

其中I_n、分别表示n次谐波的幅值和相角。通过三/二坐标变化，可以得到α、β坐标系的分量i_α、i_β为：

式中n=3k+1时取上符号，n=3k-1时取下符号，其中k=1，2，3…。通过基波域的dq坐标变换，可以得到dq坐标系的分量i_d、i_q为：

其中i_d、i_q中包括了基波直流分量为

由于冶金、石化、铁路等行业应用的非线性负载，一般是采用不可控整流和可控硅整流电路，该种负载具有含量大，功率因数低的特点，其输出谐波主要是6k±1次谐波，对供电系统电能质量造成污染。由上式可以得到下表的结果。

表1  三相不可控整流器的输出电流谐波特性

从表中可以看到，6k±1次谐波在dq同步旋转（以基波频率）坐标系下谐波次数变为了6k次，这样在静止坐标系下的5，7次谐波电流在dq同步旋转（以基波频率）坐标系下变换成了6次谐波电流，这样只需要一个6次谐振积分控制器就可以实现对5，7次谐波的控制和补偿。其他6k±1次谐波的补偿原理相同。

图3为本发明的综合控制框图。

三相功率变流器的控制系统主要由基波控制部分和谐波控制部分组成，下面详细介绍整个控制系统的步骤，如下所示：

1、首先将直流侧参考电压与检测的直流侧电压u_dc相减，然后经过PI控制器的调节处理后输出直流侧电压的调节指令I_dc；

2、根据调节指令I_dc、负载功率P_d和补偿无功功率Q_C，通过基波指令信号生成环节，计算出三相功率变流器的基波指令信号

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{fCa}}^{*}=(I_{\mathrm{dc}}+\frac{{2P}_d}{3U})\sin w_{1}t+\frac{2Q_C}{3U}\cos w_{1}t\\ i_{\mathrm{fCb}}^{*}=(I_{\mathrm{dc}}+\frac{2P_d}{3U})\sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)+\frac{2Q_C}{3U}\cos (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ i_{\mathrm{fCc}}^{*}=(I_{\mathrm{dc}}+\frac{2P_d}{3U})\sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)+\frac{2Q_C}{3U}\cos (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right.$

其中U为电网电压幅值，w₁表示基波角频率。通过电压的闭环控制，可以维持三相功率变流器的直流侧电压稳定，弥补功率器件损耗导致的电压下降。同时通过检测得到的负载功率和补偿无功功率，可以快速计算出期望输出的基波电流大小，从而实现对有功和无功功率变化的快速响应。

3、将三相功率变流器的基波指令信号

与三相功率变流器的输出的电流信号i_C,abc(i_Ca,i_Cb,i_Cc)相减，得到电流的跟踪误差信号ε_f,abc(ε_fCa,ε_fCb,ε_fCc)，然后经过基波谐振控制器的处理，得到基波跟踪误差调制信号ΔV_f,abc(ΔV_fCa,ΔV_fCb,ΔV_fCc)，

其中基波谐振控制器的s域表达式为

K_i1表示基波积分系数且0<K_i1<20，w₁表示基波角频率；这样通过基波谐振控制器的闭环控制，实现对基波电流的动态无差调节，输出基波跟踪误差的微调信号。

4、根据负载功率P_d、补偿无功功率Q_C和三相电网电压，通过前馈基波调制信号生成环节，计算出前馈基波调制信号为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{fa}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[U\sin w_{1}t-w_{1}L\frac{2P_d}{3U}\sin (w_{1}t+\mathrm{\&pi;}/2)-w_{1}L\frac{2Q_C}{3U}\cos (w_{1}t+\mathrm{\&pi;}/2)]\\ V_{\mathrm{fb}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[U\sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)-w_{1}L\frac{2P_d}{3U}\sin (w_{1}t-\mathrm{\&pi;}/6)-w_{1}L\frac{2Q_C}{3U}\cos (w_{1}t-\mathrm{\&pi;}/6)]\\ V_{\mathrm{fc}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[U\sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)-w_{1}L\frac{2P_d}{3U}\sin (w_{1}t+7\mathrm{\&pi;}/6)-w_{1}L\frac{2Q_C}{3U}\cos (w_{1}t+7\mathrm{\&pi;}/6)]\end{array}\right.$

其中w₁,L分别为基波角频率和输出滤波电感值。这样通过前馈基波调制信号，可以快速控制功率变流器的功率开关管输出期望的电压电流，实现对基波指令电流的快速响应。

5、将三相功率变流器的基波跟踪误差调制信号ΔV_f,abc(ΔV_fCa,ΔV_fCb,ΔV_fCc)和前馈基波调制信号相加V_f,abc(V_fCa,V_fCb,V_fCc)，得到三相功率变流器的基波调制信号

6、将三相功率变流器的基波调制信号

和谐波调制信号

相加，得到三相功率变流器的基波和谐波综合调制信号

7、将三相功率变流器的基波和谐波综合调制信号

送入PWM调制单元，输出得到三相功率变流器的开关驱动信号，驱动三相功率变流器的功率开关管使之输出期望的电压电流。

上述步骤6中的谐波调制波信号的计算过程如下，即为负载谐波电流控制过程：

a、首先将检测到的三相负载电流i_L,abc(i_La,i_Lb,i_Lc)与三相功率变流器的输出电流i_C,abc(i_Ca,i_Cb,i_Cc)相减，得到跟踪误差信号ε_h,abc(ε_ha,ε_hb,ε_hc)，将ε_h,abc(ε_ha,ε_hb,ε_hc)通过基波域的dq变换得到d、q轴分量ε_h,d、ε_h,q：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&epsiv;}}_{h,d}\\ {\mathrm{\&epsiv;}}_{h,q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin w_{1}t& \sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)& \sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ -\cos w_{1}t& -\cos (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\cos (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{ha}}\\ {\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{hb}}\\ {\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{hc}}\end{array}\right]$

b、将d、q轴分量ε_h,d、ε_h,q分别通过高通滤波器HPF滤除直流分量，得到其交流分量Δε_d,h、Δε_q,h，然后将其送入谐波谐振控制器(谐波为6k次，k=1，2，3…)处理后，分别得到d、q轴的谐波调制信号V_h,d、V_h,q，其中谐波谐振控制器的s域表达式为

K_ih表示h次谐波的积分系数且0<K_ih<20，w_h表示h次谐波的角频率，h=6k，k=1，2，3…。

如果需要补偿2m次谐波，6k±1次谐波在可以在d,q同步旋转（以基波频率）坐标系下公用一个6k次谐振控制器，则总共只需要m个谐振控制器，就能达到所要求的谐波补偿性能；这样控制系统只需要一次基波旋转坐标变换，同时谐振控制器的数量减少一半，使得数字实现时的计算量较小，系统的控制性能大大提升。

c、将d、q轴的谐波调制信号V_h,d、V_h,q通过基波域的dq反变换，得到三相功率变流器的谐波调制信号

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ha}}^{*}\\ V_{\mathrm{hb}}^{*}\\ V_{\mathrm{hc}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\sin w_{1}t& -\cos w_{1}t\\ \sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\cos (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ \sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)& -\cos (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{h,d}\\ V_{h,q}\end{array}\right].$

本发明的控制系统使用多个谐振控制器，利用谐振控制器能够同时作用于相同频率的正序和负序信号的属性，如图3所示。一个谐振控制器在三相静止参考坐标系中实现，用于基波电流分量的闭环控制。其他各次谐波的谐振控制器，在以基波角频率旋转的dq同步参考坐标系中运行，用于控制谐波电流，在6kω₁（k=1,2,…）角频率处产生谐振。实际上，每一个谐振控制器相当于两个以角频率±hω₁旋转的积分器，即为允许在一个谐振控制器情况下实现对±hω₁电流谐波的同时补偿，且只需要一个谐振控制器，所以需要的谐振控制器的数量大大减少。

如果需要补偿2m次谐波，6k±1次谐波在d,q同步旋转（以基波频率）坐标系下共用一个6k次谐振控制器，则总共只需要m个谐振控制器，就能达到所要求的谐波补偿性能。这样控制系统只需要一次基波旋转坐标变换，同时谐振控制器的数量减少一半，使得数字实现时的计算量较小，系统的控制性能大大提升。同时利用谐振控制器的频率选择作用，无需谐波指令参考信号的检测环节，通过检测三相负载电流，直接与输出电流相减进行闭环控制，这样进一步简化了控制系统的结构，降低了系统的复杂度。

Claims (2)

1.一种三相功率变流器的综合控制方法，所述三相功率变流器包括三个功率开关臂，所述三个功率开关臂各通过一个滤波电感接电网，所述三相功率变流器直流侧通过直流电容接后级负载，所述滤波电感与所述电网之间连接有三相负载的输入端；其特征在于，该方法为：

1）将三相功率变流器直流侧参考电压与检测的三相功率变流器直流侧电压u_dc相减，然后经过PI控制器的调节处理后输出三相功率变流器直流侧电压的调节指令I_dc；

2）根据直流侧电压的调节指令I_dc、后级负载功率P_d和三相负载补偿无功功率Q_C，计算出三相功率变流器的基波指令信号

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{fCa}}^{*}=(I_{\mathrm{dc}}+\frac{{2P}_d}{3U})\sin w_{1}t+\frac{{2Q}_C}{3U}\cos w_{1}t\\ i_{\mathrm{fCb}}^{*}=(I_{\mathrm{dc}}+\frac{{2P}_d}{3U})\sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)+\frac{{2Q}_C}{3U}\cos (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ i_{\mathrm{fCc}}^{*}=(I_{\mathrm{dc}}+\frac{{2P}_d}{3U})\sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)+\frac{{2Q}_C}{3U}\cos (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right.$

其中U为电网电压幅值，w₁表示基波角频率；

3）将三相功率变流器的基波指令信号

与三相功率变流器的输出电流信号i_Ca,i_Cb,i_Cc相减，得到电流的跟踪误差信号ε_fCa,ε_fCb,ε_fCc，然后经过基波谐振控制器，得到基波跟踪误差调制信号△V_fCa,△V_fCb,△V_fCc，其中基波谐振控制器的s域表达式为

K_i1表示基波积分系数且0<K_i1<20，w₁表示基波角频率；

4）根据后级负载功率P_d、三相负载补偿无功功率Q_C和三相电网电压，计算出前馈基波调制信号V_fa、V_fb、V_fc为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{fa}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[U\sin w_{1}t-w_{1}L\frac{{2P}_d}{3U}\sin (w_{1}t+\mathrm{\&pi;}/2)-w_{1}L\frac{{2Q}_C}{3U}\cos (w_{1}t+\mathrm{\&pi;}/2)\\ V_{\mathrm{fb}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[U\sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)-w_{1}L\frac{{2P}_d}{3U}\sin (w_{1}t-\mathrm{\&pi;}/6)-w_{1}L\frac{{2Q}_C}{3U}\cos (w_{1}t-\mathrm{\&pi;}/6)]\\ V_{\mathrm{fc}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[U\sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)-w_{1}L\frac{{2P}_d}{3U}\sin (w_{1}t+7\mathrm{\&pi;}/6)-w_{1}L\frac{{2Q}_C}{3U}\cos (w_{1}t+7\mathrm{\&pi;}/6)]\end{array}\right.$

其中w₁，L分别为基波角频率和输出滤波电感值；

5）将三相功率变流器的基波跟踪误差调制信号△V_fCa,△V_fCb,△V_fCc和前馈基波调制信号V_fa、V_fb、V_fc相加，得到三相功率变流器的基波调制信号

6）将三相功率变流器的基波调制信号

和谐波调制信号

相加，得到三相功率变流器的基波和谐波综合调制信号

7）将三相功率变流器的基波和谐波综合调制信号

送入PWM调制单元，输出得到三相功率变流器的开关驱动信号，驱动三相功率变流器的功率开关管输出期望的电压电流。

2.根据权利要求1所述的三相功率变流器的综合控制方法，其特征在于，所述步骤6）中，谐波调制信号

的计算过程如下：

1）将检测到的三相负载电流i_La,i_Lb,i_Lc与三相功率变流器的输出电流i_Ca,i_Cb,i_Cc相减，得到跟踪误差信号ε_ha,ε_hb,ε_hc，将ε_ha,ε_hb,ε_hc通过基波域的dq变换得到d、q轴分量ε_h,d、ε_h,q：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&epsiv;}}_{h,d}\\ {\mathrm{\&epsiv;}}_{h,q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin w_{1}t& \sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)& \sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ -\cos w_{1}t& -\cos (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\cos (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{ha}}\\ {\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{hb}}\\ {\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{hc}}\end{array}\right]$

2）将d、q轴分量ε_h,d、ε_h,q通过高通滤波器滤除直流分量，得到ε_h,d、ε_h,q的交流分量△ε_d,h、△ε_q,h，然后将△ε_d,h、△ε_q,h送入谐波谐振控制器处理后，得到d、q轴的谐波调制信号V_h,d、V_h,q，其中谐波谐振控制器的s域表达式为

K_ih表示h次谐波的积分系数且0<K_ih<20，w_h表示h次谐波的角频率，谐波谐振控制器谐波次数为6k次，h=6k，k=1，2，3…；

3）将d、q轴的谐波调制信号V_h,d、V_h,q通过基波域的dq反变换，得到三相功率变流器的谐波调制信号

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ha}}^{*}\\ V_{\mathrm{hb}}^{*}\\ V_{\mathrm{hc}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\sin w_{1}t& -\cos w_{1}t\\ \sin (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\cos (w_{1}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ \sin (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)& -\cos (w_{1}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{h,d}\\ V_{h,q}\end{array}\right].$

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