CN102497121A - 一种电压型pwm整流器系统的直接功率控制方法 - Google Patents

Abstract

一种电压型PWM整流器系统的直接功率控制方法，以DPC方法中采用的功率内环、电压外环的控制结构为基础，将有功功率及无功功率的给定值与实际值相比较，通过查询开关表选择电压矢量，来控制PWM整流器的开关状态。本发明增加一个标示有功功率、无功功率的状态变量，重新定义空间矢量的位置，构建了细分的开关表，增强了对于有功功率和无功功率的解耦控制和响应能力，提高了整流器的功率因数。计算和实验测试结果表明，网侧输入电流正弦，系统的瞬时功率动态、静态控制特性好。

Description

一种电压型PWM整流器系统的直接功率控制方法

技术领域

本发明涉及一种电压型PWM整流器系统的直接功率控制方法，属于电气传动技术领域。

背景技术

随着电力电子技术和数字信号处理技术的发展，以脉宽调制(PWM)技术为基础的各种变流装置在工业领域获得了广泛的应用。PWM整流器具有网侧电流正弦、单位功率因数并网、方便实现能量的双向流动等优点，真正实现了电能的“绿色变换”。以正弦波电流为目标的各种电路结构和控制算法也被提出。二十世纪90年代初，Tokuo Ohnishi提出一种将瞬时有功功率、无功功率概念用于三相PWM变换器系统的控制方法，随后Toshihiko Noguchi等学者进行了研究并取得了进展，提出了直接功率控制(Direct PowerControl，简称DPC)方法，并将DPC方法应用于三相PWM整流器系统的直接功率控制。DPC方法采用功率内环、电压外环的控制结构，将有功、无功功率的给定值与实际值相比较，通过查询开关表选择电压矢量，来控制PWM整流器的开关状态。现有的DPC方法按照主电路的拓扑结构可分为有电压传感器和无电压传感器两类：

(1)无电压传感器结构的DPC方法

采用无交流电压传感器的拓扑结构，通过电网磁链估算或电压估算得到电网电压幅值和相位的信息，从而省去了电压传感器，提高了系统的鲁棒性，但DPC方法中的核心——开关表没有改进，控制效果提高有限

(2)有电压传感器结构的DPC方法

有电压传感器结构的DPC方法可分为单开关表和双开关表结构，单开关表由于引入大量零矢量，同时受到使用一个开关表同时调节有功和无功解耦能力的限制，导致传统网侧电流仍然具有较高的谐波含量，且在每个周期内存在一段时间的无功失控区域；双开关表结构的实质是轮流使用两张开关表，从而单独控制有功功率和无功功率，提高了PWM整流器系统的动态响应，但却会导致PWM整流器系统的稳态性能欠佳。

发明内容

本发明针对现有技术之不足，在分析现有DPC方法各种方案的基础上，基于双开关表分别单独控制有功功率和无功功率的思想，提出了一种电压型PWM整流器系统的直接功率控制方法，在不增加PWM整流器系统开销的前提下，改进了三相PWM整流器直接功率控制的效果。

实现本发明目的的技术方案是：一种电压型PWM整流器系统的直接功率控制方法，电压型PWM整流器系统包括电压型PWM整流器功率主电路以及基于DSP的控制器，以DPC方法中采用的功率内环、电压外环的控制结构为基础，将有功功率及无功功率的给定值与实际值相比较，通过查询开关表选择电压矢量，来控制PWM整流器的开关状态，其特征在于：增加一个标示有功功率、无功功率的状态变量，重新定义空间矢量的位置，构建细分的开关表；包括以下步骤：

(1)三相PWM整流器通过三相滤波电感与电网相连，设置电压和电流传感器采集电网的三相对称电压U_a、U_b、U_c、流入整流器的三相对称电流i_a、i_b、i_c以及直流母线电压U_dc；

(2)直流母线电压的给定值U_dc ^*为期望得到的母线电压值，直流母线电压U_dc ^*与直流母线电压U_dc的差值通过一个比例积分环节产生有功电流的给定值i_dc ^*，有功电流的给定值i_dc ^*与直流母线电压U_dc的的乘积为有功功率的给定值P_ref，；

(3)为了实现单位功率因数控制Q_ref＝0，通过公式 $\left\{\begin{array}{c}P=u\·i=u_a{i}_a+u_b{i}_b+u_c{i}_c\\ Q=u\×i=(u_{\mathrm{bc}}{i}_a+u_{\mathrm{ca}}{i}_b+u_{\mathrm{ab}}{i}_c)/\sqrt{3}\end{array}\right.$ 和采集到的三相对称电压U_a、U_b、U_c和三相对称电流i_a、i_b、i_c，计算输入整流器的有功率P和无功功率Q；

(4)根据有功功率给定值P_ref、无功功率给定值Q_ref分别与有功功率P、无功功率Q的差值，以及定义“功率大于给定”，标记为“1”；“功率合适”，标记为“0”；“功率小于给定”，标记为“-1”的三个状态，产生有功功率状态变量S_p和无功功率状态变量和S_q： $\left\{\begin{array}{c}{S}_p=\left\{\begin{array}{c}1(P<P_{\mathrm{ref}}-H_p)\\ 0(P_{\mathrm{ref}}-H_p<P<P_{\mathrm{ref}}+H_p)\\ -1(P>P_{\mathrm{ref}}+H_q)\end{array}\right.\\ S_q=\left\{\begin{array}{c}1(Q<Q_{\mathrm{ref}}-H_q)\\ 0(Q_{\mathrm{ref}}-H_q<Q<Q_{\mathrm{ref}}+H_q)\\ -1(Q>Q_{\mathrm{ref}}+H_P)\end{array}\right.\end{array}\right.,$ 式中H_p和H_q为功率滞环宽度；

(5)由三相对称电压矢量U_a、U_b、U_c，构成空间旋转电压矢量U，通过采集的U_a、U_b、U_c，获得空间旋转电压矢量U的相位信息S_r；

(6)将有功功率状态变量S_p和无功功率状态变量S_q以及空间旋转电压矢量U的相位信息S_r送入三状态DPC开关表，就获得了三相PWM整流器的开关信号S_a、S_b、S_c；

(7)将开关信号S_a、S_b、S_c经过驱动电路驱动功率开关器件。

本发明的优点及显着效果：针对传统DPC方法有功功率、无功功率控制解耦不充分的问题，本发明增加一个标示有功功率、无功功率状态的变量，以三状态来定义功率状态变量，以此为基础给出了三状态DPC方法，构建了三状态DPC方法下的系统结构，给出了新的开关表的构成方法。本发明既能在稳态时同时调节有功功率和无功功率，又能跟踪功率给定实现有功功率、无功功率的解耦控制，在不增加开关频率的前提下，优化了电压型PWM整流器的性能，优化了对有功和无功功率的控制，仿真计算和实验测试结果验证了本方法具有良好的动静态特性。

附图说明

图1是PWM整流器主电路结构图；

图2是本发明方法的结构框图；

图3是空间矢量扇区划分；

图4是三状态DPC空间矢量图；

图5是三状态DPC仿真波形，(a)U_dc＝40V时，A相电流和BC相线电压波形；(b)有功功率和无功功率动态波形；(c)直流电压动态波形；

图6是三状态DPC实验波形，(a)U_dc＝40V时，A相电流和BC相线电压波形(b)A相电流动态响应；(c)有功功率和无功功率动态响应；(d)直流侧电压动态响应波形。

具体实施方式

附图标号说明：U_a、U_b、U_c为对称三相电压；i_a、i_b、i_c为流入整流器的三相电流；R、L分别为滤波电抗器的电阻和电感；U_ra、U_rb、U_rc为输入整流器的三相离散电压信号；C为滤波电容；R_L为负载电阻；U_dc为直流侧电压；i_L为负载电流；S_i(i＝a、b、c)为表征开关器件状态的函数。

参看图1，电压型PWM整流器系统包括功率主电路和控制电路，功率主电路设有滤波电感、母线电容、负载电阻以及由MOSFET或其他功率开关器件组成的三相PWM整流桥。控制电流由电压、电流霍尔传感器和主控芯片组成，主控芯片通常为DSP，本发明采用DSP2812作为主控芯片。

参看图2，本发明在交流侧，采用霍尔传感器采集两相电压和电流信号，实时计算输入整流器的有功功率P和无功功率Q。通过三相对称电压矢量U_a、U_b、U_c，可以构成空间旋转电压矢量U，将空间旋转电压矢量U的一个电周期(即2π)划分为如图3所示12个等分的扇区S_r(r＝0～12)。直流侧采用电压外环、功率内环的结构。有功功率给定为P_ref，电压外环起到快速跟随电压给定U_dc ^*的作用。为了实现三相PWM整流器单位功率因数控制，无功功率的给定Q_ref为0。通过P、Q和P_ref、Q_ref的比较产生有功和无功的功率状态变量S_p和S_q，此处有别于传统DPC系统的滞环比较的控制方式。将S_p和S_q定义成三状态(功率大于给定、功率合适和功率小于给定)的变量。

参看图3、4，开关表包含扇区S_r(r＝0～12)，功率状态变量S_p和S_q以及对应的三相PWM整流桥的开关信号S_aS_bS_c，S_i(i＝a、b、c)为表征开关器件状态的函数，可以表示为：

即将DSP数据处理得到的扇区S_r(r＝0～12)和功率状态变量S_p和S_q送入开关表，得到开关信号，S_aS_bS_c＝000～111对应于整流桥能提供的八个离散电压矢量U_r(r＝0～7)，即U₀(000)，U₁(100)，U₂(110)，U₃(010)，U₄(011)，U₅(001)，U₆(101)，U₇(111)，其中U₀和U₇为零矢量。

U_r(r＝0～7)的选取原则：输入整流桥的三相对称电压和电流为U_a、U_b、U_c和i_a、i_b、i_c，电压和电流能分别构成空间旋转电压矢量U和电流矢量I，电压矢量U由工频电网提供，因此以固定的电角速度旋转，且幅值不变，观察 $\left\{\begin{array}{c}P=u\&CenterDot;i=u_a{i}_a+u_b{i}_b+u_c{i}_c\\ Q=u\&times;i=(u_{\mathrm{bc}}{i}_a+u_{\mathrm{ca}}{i}_b+u_{\mathrm{ab}}{i}_c)/\sqrt{3}\end{array}\right.$ 可知，为了实现单位功率因数控制，电流矢量的给定I_r应与电压矢量U同相位，且电流矢量给定I_r的幅值决定有功功率P的大小。根据 $\left\{\begin{array}{c}{S}_p=\left\{\begin{array}{c}1(P<P_{\mathrm{ref}}-H_p)\\ 0(P_{\mathrm{ref}}-H_p<P<P_{\mathrm{ref}}+H_p)\\ -1(P>P_{\mathrm{ref}}+H_q)\end{array}\right.\\ S_q=\left\{\begin{array}{c}1(Q<Q_{\mathrm{ref}}-H_q)\\ 0(Q_{\mathrm{ref}}-H_q<Q<Q_{\mathrm{ref}}+H_q)\\ -1(Q>Q_{\mathrm{ref}}+H_P)\end{array}\right.\end{array}\right.$ 的定义可知，无论电压矢量U旋转到哪个扇区，实际电流矢量I的位置都可以被划分为一个“井”字型的正交九宫区域，如图4所示，该九宫区域的中心为与电压矢量同相位的电流矢量的给定I_r。设电压矢量U在S₁扇区。为了实现单位功率因数控制，给定电流矢量I与U同相位，其幅值取决于有功功率给定P_ref。，根据对S_p、S_q的三状态定义，如果实际的电流矢量处于最中间的区域(S_p＝S_q＝0)，说明有功和无功都较好的跟随了给定，无需进行调节。现取I₁和I₂所处位置的两种情况来说明开关表中U_r(r＝0～7)的选取原则。I₁代表S_p和S_q中有一个为0，这时只需调节功率状态变量不为0的量，I₁(S_p＝1，S_q＝0)表示需要调节的是有功功率。根据图4可知，选择U₄能使I₁沿着U-U₄的方向逼近I，且在这一过程中对无功功率影响很小。I₂(S_p＝-1，S_q＝-1)所处的位置代表S_p和S_q都不为零的情况，此时需要同时调节有功和无功功率。选择U₆使I₂沿着U-U₁方向逼近I，使I₂的有功和无功分量都得到了有效调节。因此，开关表在S_p＝1，S_q＝0，S_r＝1的位置上选择U₄(011)，而在S_p＝-1，S_q＝-1，S_r＝1的位置上选择U₁(100)。开关中的其他位置以此类推。

开关表见下表：

Sp

Sq

S1

S2

S3

S4

S5

S6

S7

S8

S9

S10

S11

S12

1

-1

U6

U1

U1

U2

U2

U3

U3

U4

U4

U5

U5

U6

1

1

U2

U3

U3

U4

U4

U5

U5

U6

U6

U1

U1

U2

-1

-1

U1

U1

U2

U2

U3

U3

U4

U4

U5

U5

U6

U6

-1

1

U2

U2

U3

U3

U4

U4

U5

U5

U6

U6

U1

U1

1

0

U4

U5

U5

U6

U6

U1

U1

U2

U2

U3

U3

U4

-1

0

U1

U2

U2

U3

U3

U4

U4

U5

U5

U6

U6

U1

0

1

U2

U3

U3

U4

U4

U5

U5

U6

U6

U1

U1

U2

0

-1

U6

U1

U1

U2

U2

U3

U3

U4

U4

U5

U5

U6

将开关信号S_a、S_b、S_c经过驱动电路驱动功率开关器件，即可实现对PWM整流器系统的直接功率控制。

实施例：按图2所示结构，在MATLAB/simulink环境下搭建仿真模型，参数如下：负载电阻初始值为R_L＝22Ω，由5个110Ω电阻并联，负载突变时切去两个电阻，R_L’＝110/3Ω；滤波电感L＝7mH；滤波电容C＝3000μF；电流内环PI调节器比例常数K_p＝0.8，积分常数K_i＝0.2；H_p＝H_q＝4W，S_p＝S_q＝4。仿真结果如图5所示。网侧A相电流波形正弦，实际系统采用三相三线制隔离变压器，为与实测结果相对应，图5(a)所示为BC相线电压与A相电流，A相电流超前BC相线电压90°，从图5(b)可知整流器输入的有功和无功功率实现解耦，无功功率基本为0，实现了单位功率因数控制，观察图5(c)可得：直流侧电压稳定。负载突变后系统能够迅速跟随，电压电流超调小，减小了对电网和直流侧电容的冲击。

按照图2和开关表的结构和参数搭建实验测试平台，系统参数与仿真一致。本发明测试结果如图6所示，与图5的仿真结果相吻合。所研究系统采用三相三线制隔离变压器，图6(a)给出了A相电流和BC相线电压的波形，电流相位超前电压90°。从图中可以清晰的看出电流的过零点与电压的峰值相对，说明系统运行在单位功率因数。图6(b)给出了负载突变瞬间A相电流的动态响应，由图可知电流响应迅速，过渡平稳，几乎没有超调。图6(c)所示为功率实验波形，有功无功功率解耦清晰。直流母线电压负载抗扰动波形如图6(d)所示，负载突变时电压环跟踪及时，超调量小。

Claims (1)

1.一种电压型PWM整流器系统的直接功率控制方法，电压型PWM整流器系统包括电压型PWM整流器功率主电路以及基于DSP的控制器，以DPC方法中采用的功率内环、电压外环的控制结构为基础，将有功功率及无功功率的给定值与实际值相比较，通过查询开关表选择电压矢量，来控制PWM整流器的开关状态，其特征在于：增加一个标示有功功率、无功功率的状态变量，重新定义空间矢量的位置，构建细分的开关表；包括以下步骤：

(1)三相PWM整流器通过三相滤波电感与电网相连，设置电压和电流传感器采集电网的三相对称电压U_a、U_b、U_c、流入整流器的三相对称电流i_a、i_b、i_c以及直流母线电压U_dc；

(2)直流母线电压的给定值U_dc ^*为期望得到的母线电压值，直流母线电压U_dc ^*与直流母线电压U_dc的差值通过一个比例积分环节产生有功电流的给定值i_dc ^*，有功电流的给定值i_dc ^*与直流母线电压U_dc的的乘积为有功功率的给定值P_ref，；

(3)为了实现单位功率因数控制Q_ref＝0，通过公式 $\left\{\begin{array}{c}P=u\&CenterDot;i=u_a{i}_a+u_b{i}_b+u_c{i}_c\\ Q=u\&times;i=(u_{\mathrm{bc}}{i}_a+u_{\mathrm{ca}}{i}_b+u_{\mathrm{ab}}{i}_c)/\sqrt{3}\end{array}\right.$ 和采集到的三相对称电压U_a、U_b、U_c和三相对称电流i_a、i_b、i_c，计算输入整流器的有功率P和无功功率Q；

(4)根据有功功率给定值P_ref、无功功率给定值Q_ref分别与有功功率P、无功功率Q的差值，以及定义“功率大于给定”，标记为“1”；“功率合适”，标记为“0”；“功率小于给定”，标记为“-1”的三个状态，产生有功功率状态变量S_p和无功功率状态变量和S_q： $\left\{\begin{array}{c}{S}_p=\left\{\begin{array}{c}1(P<P_{\mathrm{ref}}-H_p)\\ 0(P_{\mathrm{ref}}-H_p<P<P_{\mathrm{ref}}+H_p)\\ -1(P>P_{\mathrm{ref}}+H_q)\end{array}\right.\\ S_q=\left\{\begin{array}{c}1(Q<Q_{\mathrm{ref}}-H_q)\\ 0(Q_{\mathrm{ref}}-H_q<Q<Q_{\mathrm{ref}}+H_q)\\ -1(Q>Q_{\mathrm{ref}}+H_P)\end{array}\right.\end{array}\right.,$ 式中H_p和H_q为功率滞环宽度；

(5)由三相对称电压矢量U_a、U_b、U_c，构成空间旋转电压矢量U，通过采集的U_a、U_b、U_c，获得空间旋转电压矢量U的相位信息S_r；

(6)将有功功率状态变量S_p和无功功率状态变量S_q以及空间旋转电压矢量U的相位信息S_r送入三状态DPC开关表，就获得了三相PWM整流器的开关信号S_a、S_b、S_c；

(7)将开关信号S_a、S_b、S_c经过驱动电路驱动功率开关器件。

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