CN106849705A - 一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法 - Google Patents

Abstract

一种基于单相Vienna整流器电流预测控制方法。该方法首先根据基尔霍夫定律及单相Vienna整流器拓扑结构推导单相Vienna整流器的电路方程，将得到的电路方程作离散处理得出单相Vienna整流器离散状态方程；然后利用二阶拉格朗日插值法来计算T_S(K+2)时刻电流参考值并利用线性外推预测法估算电网电压采样值，通过预测参考电流及周期平均误差得到下一拍输出电流。最后通过对上述三个量的预测得到下一拍预测参考电压U_aN。该控制方法尽可能的消除控制延时所带来的误差，改善控制延时对电流控制的影响，使电网电流的3次谐波和总谐波失真问题得到有效的解决。

Description

一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法

技术领域

本发明属于Vienna整流器领域，尤其涉及到一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法。

背景技术

Vienna整流器是治理电网谐波污染、改善电能质量的有效手段，它可以降低电网中谐波含量、提高功率因素。Vienna整流器是由奥地利维也纳大学，Kolar J.W.等学者于1994年所提出的，该整流器最早用于提高通信电源的功率密度。相比与具有功率因素校正(power factor corrector，PFC)功能的传统整流器的拓扑结构，Vienna整流器拓扑结构具有相对简单的功率与控制电路、具有良好的输入电流谐波和输出电压纹波性能、有源器件应力低、效率高和功率密度高等优点，因而得到了广泛的运用。本发明对单相Vienna整流器进行研究，单相Vienna电路结构简单，开关二极管所承受的电压为直流侧电压的一半，在同等条件下能有效降低开关管电压应力。Vienna整流器的作用效果主要与Vienna拓扑结构及其控制方法有关，现今对Vienna拓扑结构的研究基本很成熟。就单相Vienna整流器电路拓扑而言其只有一个开关管，因此对单相Vienna的电流控制只需对一个开关管进行控制，本专利主要是针对单相Vienna整流器电流内环的控制策略进行研究。

目前，对于Vienna拓扑结构控制方法主要有滞环控制、基于SVPWM的PI控制、单周期控制、滑膜变结构控制器等。滞环电流控制是一种典型的非线性控制方法，它通过实时比较指令电流和检测电流得到电流误差，并将得到的电流误差信号送给预先设定环宽的滞环比较器，通过与环宽值的比较得到变换器开关器件的控制脉冲信号，滞环电流控制器具备响应快速、鲁棒性好、简单易行等优点，但它存在开关频率不固定、线路之间的电流相互影响、负载变化影响开关频率等缺点。基于SVPWM的PI控制方法反应速度慢，存在超调等缺点；单周期控制将调制技术与控制技术集一体，通过在每个开关周期内来控制输出变量的平均值与参考量之间相等或者成一定比例，来消除输出量和参考量之间的稳态和动态误差。单周期控制具响应速度快、电路结构简易行、鲁棒性好、抗电源扰动能力强等优点。

发明内容

针对上述的问题与不足，本发明提出一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法，尽可能的消除控制延时所带来的误差，改善控制延时对电流控制的影响，使电网电流的3次谐波和总谐波失真问题得到有效的解决。本发明对电流控制算法的T_S(k+2)时刻的电流方程进行改善，利用二阶拉格朗日线性插值法将T_S(k+2)时刻的电流，用临近两个周期的电流表示。本发明将基于广义二阶积分器(SOGI)的锁相环运用于单相Vienna整流器中，实现电流与电压同相位，达到单位功率因素的目的，电压外环采用传统PI控制。

本发明采取的技术方案为：

一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法，包括以下步骤：

步骤(1)：根据基尔霍夫定律及单相Vienna整流器的拓扑结构推导单相整流器的电路方程及离散状态方程；

步骤(2)：分别采集直流侧电容电压U_C1、U_C2，K时刻交流侧电流i(k)及电源电压U_s，将测得的直流侧电压U_C1、U_C2相加得到直流侧总电压U_dc，并将U_dc与直流侧总电压的参考值U_{dc_ref}相比较得到误差信号，此误差信号经PI控制器得到参考电流幅值I^*；

步骤(3)：将步骤(2)中所采集的电源电压U_s分别导入SOGI，经SOGI得到第K个采样时刻锁相环产生的交流角度信息sin(θ)，并将此角度信息sin(θ)与步骤(2)中I^*一起导入到电流预测控制器模块，得到T_S(K+1)时刻a,N两点间的平均电压

步骤(4)：采集此时的直流侧电压输出信号U_dc、平衡电容信号及步骤(3)中一起导入到PWM控制器中，得出Vienna整流器的开关信号，并将此信号送到Vienna整流器。

步骤1中，U_S为电源电压；i(t)为交流侧输入电流；U_aN为a,N两点间电压；R为交流侧线路等效电阻；L为交流侧电路等效电感。由于负载电阻阻抗远远大于线路输入阻抗及Vienna装置输出阻抗，通常在分析Vienna装置的数学模型时将负载支路等效为电流源，则在的单相等效电路，基于基尔霍夫定律，单相电路等效模型为：

设开关频率足够高，则电源电压U_S及a,N两点间电压U_aN在一个开关周期时间段里是定值，在开关周期T_s(k)内令其平均值分别为：和采用一阶前向差分法对式(1)进行离散化处理，则单相离散系统数学模型：

式中T_s(k)为第K时刻的开关周期时间；分别为第K时刻的电源电压U_S及a,N两点间电压U_aN在开关周期T_s(k)内的平均值；

步骤2中，U_C1、U_C2分别为直流侧电容C₁、C₂的电压值；U_dc为直流侧总电压值；U_{dc_ref}为直流侧电压的参考值；i(k)为K时刻交流侧输入电流值；U_s为电源电压；I^*为电流给定的幅值；sin(θ)为第k个采样周期的电流相位信息；根据单相Vienna的离散系统模型可知，由于系统中存在采样延时、计算延时，T_S(K+1)时刻Vienna装置的输出电流值是由前一个周期或者前几个周期的平均值所求得即控制信号是由前一次或前几次采样所得，则系统中至少存在一个采样时间的延迟。推导减小预测误差的电流预测控制方法，根据式(3)可知单相Vienna装置的离散系统模型为：

由于T_s(k)时刻的实际电流i(k)存在电流误差△i(k)，则在T_S(K+1)时刻的实际电流i(k+1)也必然存在与之类似的电流误差△i(k+1)，因此T_S(K+1)时刻的实际电流可以表示为：

i(k+1)＝i^*(k+1)+△i(k+1) (5)

式中i^*(k+1)为T_S(k+1)时刻的参考电流值；为了实现减小预测电流的误差值则要使T_S(K+1)时刻的电流误差△i(k+1)等于零，将式(5)代入(4)中可得T(k)时刻a,N两点的平均电压可以表示为：

式中T_s(k)为一个开关周期时间；分别为电源电压U_S及a,N两点间电压U_aN在开关周期T_s(k)内的平均值；i^*(k+1)为T_S(K+1)时刻的参考电流值；

因为T_s(k)时刻也存在电流误差△i(k)，所以实际电流i(k)可以表示为：

i(k)＝i^*(k)+△i(k) (7)

将式(7)代入式(6)中可得：

假设当前时刻为T_s(k)，为了预测下一时刻T_S(K+1)的电流需要向后多预测一个采用周期使得△i(k+2)为零，因此由式(8)可得预测电压的公式为：

因为无差预测时△i(k+1)等于零，因此式(9)可变成：

为求得T_S(K+1)时刻的预测参考电流需求T_S(K+1)时刻的电流i(k+1)、电源电压及T_S(K+2)时刻的参考电流i^*(k+2)；

为预测电源电压可采用线性外推预测法估计电源电压。当采样周期远远小于电网周期时，假设电源电压连续3个采样时刻的采样间隔相等，即：

U_s(k+1)-U_s(k)＝U_s(k)-U_s(k-1) (11)

平均电源电压是前几个采样时刻电源电压的线性外推，则T_S(K+1)时刻平均电源电压的估计值可以表示为：

假设电源电压连续4个采样时刻的采样间隔相等，则：

U_s(k+2)-U_s(k+1)＝U_s(k+1)-U_s(k)＝U_s(k)-U_s(k-1) (13)

则T_S(K+1)时刻平均电源电压的估计值可以表示为：

当预测T_s(k+2)时刻的参考电流i^*(k+2)时，由于拉格朗日插值法是线性插值运行，计算简单且在一定的范围内有很高的精确度，本发明采用基于拉格朗日的插值方法来预测T_s(k+2)时刻的参考电流i^*(k+2)。

直流电压侧采用PI控制，求得T_s(k)及其之前时刻的参考电流幅值I^*，且U_S经SOGI得第K个采样时刻锁相环产生的交流角度信息sin(θ)，T_s(k+2)时刻的参考电流i^*(k+2)由T_s(k-1)-T_s(k)时段的电流求得，n阶离散表达式为：

i^*(k+2)＝a₀i^*(k)+a₁i^*(k-1)+...+a_ni^*(k-n) (15)

则n阶预测公式：

经过综合计算比较分析并考虑控制的实时性，采用2阶插值法来预测参考电流值：

i^*(k+2)＝6i^*(k)-8i^*(k-1)+3i^*(k-2) (17)

由于控制器的采样延时，T_s(k+1)时刻的电流采样值i_ca(k+1)存在一定量的误差，可以采用该时刻的参考电流预测减去开关周期的平均电流误差来得到：

i(k+1)＝i^*(k+1)-λ[i^*(k)-i(k)] (18)

式中i^*(k)＝I^*sin(θ+ω₀·T_S)为T_s(k)时刻的参考电流，θ为此时的角度信息，ω₀为电网频率；

λ为平均因子，一般取值为0.5；根据式(17)可求得i^*(k+1)；

将式(14)、(17)、(18)代入式(10)中可得预测电压表达式为：

步骤(3)中，U_C1、U_C2分别为直流侧电容C₁、C₂的电压值；分别为电源电压U_S及为a,N两点间电压U_aN在开关周期T_s(k)内的平均值；为减小电网的谐波污染及实现单位功率因素，需要使电网电流与电压同相位，广义二阶积分器(second order generalizedintegrator,SOGI)的锁相环应用于单相Vienna整流器中，将步骤(2)中所采集的电源电压U_S导入SOGI，经SOGI得到第k个采样时刻锁相环产生的相位信息sin(θ),并将此相位信息sin(θ)与步骤(2)中经PI控制器得到的参考电流幅值I^*导入到电流预测控制器中，得到T_s(k+1)时刻的平均电压

步骤(4)中，U_C1、U_C2分别为直流侧电容C₁、C₂的电压值；分别为电源电压U_S及a,N两点间电压U_aN在开关周期T_s(k)内的平均值；根据单相项Vienna装置电路原理图可知，在Vienna的直流侧有两个电容C₁、C₂，当Vienna装置正常运行时分裂电容两端电压相等达到平衡，因此将直流侧电容C₁、C₂的电压值U_C1、U_C2做减法运算，则平衡电压信号为：

△U_C＝U_C1-U_C2 (20)

PI控制简单切足以满足平衡需求，因此将△U_C经PI控制器得到平衡信号，并将此平衡信号、直流侧电压输出信号U_dc及预测电压导入到PWM控制器中，PWM控制器产生开关管控制信号来控制单相Vienna装置开关管动作。

本发明一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法，有益效果如下：

本发明对电流预测控制算法的k+2时刻电流方程进行改进，采用2阶插值法利用相邻两个时刻的电流值近似描叙k+1时刻电流值，使电流控制延时带来的误差在最大程度上被减小，同时本发明采用了SOGI锁相技术，保证单位功率因数。本发明所提出的电流预测控制具有固定的开关频率，且算法及系统结构简单易行，系统具有良好的稳态性能和动态性能等优点。

附图说明

图1为单相Vienna整流器电流预测控制流程框图。

图2为单相Vienna整流器主电路拓扑结构图。

图3为Vienna的单相等效电路图。

图4为单相Vienna整流器控制策略框图。

图5为单相Vienna整流器的输入侧电流与电压波形图。

图6为单相Vienna整流器的直流电压波形与输入侧电流波形图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明做进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法，包含如下步骤：

步骤(1)：根据基尔霍夫定律及单相Vienna整流器的拓扑结构推导单相整流器的电路方程及离散状态方程。

步骤(2)：分别采集直流侧电容电压U_C1、U_C2，K时刻交流侧电流i(k)及电源电压U_s，将测得的直流侧电压U_C1、U_C2做和运算得到直流侧总电压U_dc，并将U_dc与直流侧总电压的参考值U_{dc_ref}相比较得到误差信号，此误差信号经PI控制器得到参考电流幅值I^*。

步骤(3)：将步骤(2)中所采集的电源电压U_s分别导入SOGI，经SOGI得到第K个采样时刻锁相环产生的交流角度信息sin(θ)；并将此角度信息sin(θ)与步骤(2)中I^*导入到电流预测控制器，得到T_s(k+1)时刻的平均电压

步骤(4)：采集此时的直流侧电压输出信号U_dc、平衡电容信号及步骤(3)中一起导入到PWM控制器中，得出Vienna整流器的开关信号，并将此信号送到Vienna整流器。图2为单相Vienna整流器主电路拓扑结构图。图中U_S＝220V为电源电压；i(t)为交流侧输入电流；U_aN为a,N两点间电压；L＝0.004H为交流侧电感值；R＝1Ω为负载电阻；C₁＝C₂＝470×10^-6F为直流侧电容；开关周期为T_s＝5×10^-5s。

为简化单相Vienna的系统设计，设开关处于理想状态，忽略开关参数的影响；由于负载电阻阻抗远远大于线路输入阻抗及Vienna装置输出阻抗，通常在分析Vienna装置的数学模型时将负载支路等效为电流源，则在的单相等效电路，基于基尔霍夫定律，单相电路等效模型为：

设开关频率足够高，则电源电压U_S及交流侧电压被箝位于直流母线中点的电压U_aN在一个开关周期时间段里是定值，在开关周期T_s(k)内令其平均值分别为：和采用一阶前向差分法对上式进行离散化处理，则单相离散系统数学模型：

式中T_s(k)为一个开关周期时间；分别为电源电压U_S及为a,N两点间电压U_aN在开关周期T_s(k)内的平均值。

图3为Vienna的单相等效电路图。由于负载电阻阻抗远远大于线路输入阻抗及Vienna装置输出阻抗，通常在分析Vienna装置的数学模型时将负载支路等效为电流源，则在的单相等效电路，基于基尔霍夫定律，单相电路等效模型为：

图4为单相Vienna整流器控制策略框图。分别检测直流电容C₁、C₂的电压U_C1、U_C2,先将U_C1、U_C2做和运算求出直流电容侧的总电压U_dc，并将其与预先设定好的参考电压U_{dc_ref}相比较得到误差信号，此误差信号经PI控制器得到电流给定幅值I^*；为减小电网的谐波污染及实现单位功率因素，需要使电网电流与电压同相位，广义二阶积分器(second ordergeneralized integrator,SOGI)的锁相环应用于单相Vienna整流器中，将所采集的电源电压U_S导入SOGI，经SOGI得到第k个采样时刻锁相环产生的角度信息sin(θ),并将此角度信息sin(θ)；预测T_S(k+1)时刻的电网电压时，为减小系统误差，电源电压U_S经前馈补偿即用两个采样周期的电源电压表示T_S(k+1)时刻的电网电压；根据单相Vienna装置电路原理图可知，在Vienna的直流侧有两个电容C₁、C₂，当Vienna装置正常运行时要平衡分裂电容电压值，因此将直流侧电容C₁、C₂的电压值U_C1、U_C2减法运算，则平衡电压信号为：

△U_C＝U_C1-U_C2

PI控制简单切足以满足平衡需求，因此将△U_C经PI控制器得到平衡信号，并将此平衡信号、直流侧电压输出信号U_dc及预测电压导入到PWM控制器中，PWM控制器产生开关管控制信号来控制单相Vienna装置开关管动作。

图5为单相Vienna整流器的输入侧电流与电压波形图。从图5中可以看出，输入侧电流波形与电压波形同相位，单相Vienna整流器工作在单位功率因数状态；输入侧电流波形正弦度高，且波形平滑。

图6为单相Vienna整流器的直流电压波形与输入侧电流波形。从图6中可以看出，单相Vienna整流器的直流侧输出电压波形平滑，无明显波动，稳态效果好。

图5和图6的实验结果表明：基于无差拍电流预测控制的单相Vienna整流器具有良好的输入电流波形和输出电压波形，无差拍电流预测控制具有可行。

Claims (7)

1.一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤(1)：根据基尔霍夫定律及单相Vienna整流器的拓扑结构推导单相整流器的电路方程及离散状态方程；

步骤(2)：分别采集直流侧电容电压U_C1、U_C2，K时刻交流侧电流i(k)及电源电压U_s，将测得的直流侧电压U_C1、U_C2相加得到直流侧总电压U_dc，并将U_dc与直流侧总电压的参考值U_{dc_ref}相比较得到误差信号，此误差信号经PI控制器得到参考电流幅值I^*；

步骤(3)：将步骤(2)中所采集的电源电压U_s分别导入SOGI，经SOGI得到第K个采样时刻锁相环产生的交流角度信息sin(θ)，并将此角度信息sin(θ)与步骤(2)中I^*一起导入到电流预测控制器模块，得到T_S(K+1)时刻a,N两点间的平均电压

步骤(4)：采集此时的直流侧电压输出信号U_dc、平衡电容信号及步骤(3)中一起导入到PWM控制器中，得出Vienna整流器的开关信号，并将此信号送到Vienna整流器。

2.根据权利要求1所述一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法，其特征在于：步骤1中，U_S为电源电压；i(t)为交流侧输入电流；U_aN为a,N两点间电压；L为交流侧电感值；

由于负载电阻阻抗远远大于线路输入阻抗及Vienna装置输出阻抗，通常在分析Vienna装置的数学模型时将负载支路等效为电流源，则在的单相等效电路，基于基尔霍夫定律，单相电路等效模型为：

$U_S=L\frac{di}{dt}+U_{aN}+iR---\left(1\right)$

设开关频率足够高，则电源电压U_S及a,N两点间电压U_aN在一个开关周期时间段里是定值，在开关周期T_s(k)内令其平均值分别为：和；采用一阶前向差分法对式(1)进行离散化处理，则单相离散系统数学模型：

${\stackrel{\‾}{U}}_S=L\frac{i(k+1)-i\left(k\right)}{T_S}+{\stackrel{\‾}{U}}_{aN}+i\left(k\right)R---\left(2\right)$

$i(k+1)=\frac{T_S}{L}\[{\stackrel{\‾}{U}}_S\left(k\right)-{\stackrel{\‾}{U}}_{aN}\left(k\right)\]+(1-\frac{T_S}{L}R)i\left(k\right)---\left(3\right)$

式中T_s(k)为一个开关周期时间；分别为电源电压U_S及a,N两点间电压U_aN在开关周期T_s(k)内的平均值。

3.根据权利要求1所述一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法，其特征在于：步骤2中，U_C1、U_C2分别为直流侧电容C₁、C₂的电压值；U_dc为直流侧总电压值；U_{dc_ref}为直流侧电压的参考值；i(k)为K时刻交流侧输入电流值；U_s为电源电压；I^*为电流给定的幅值；sin(θ)为第k个采样周期的电流相位信息；根据单相Vienna的离散系统模型可知，由于系统中存在采样延时、计算延时，T_S(K+1)时刻Vienna装置的输出电流值是由前一个周期或者前几个周期的平均值所求得即控制信号是由前一次或前几次采样所得，则系统中至少存在一个采样时间的延迟，推导减小预测误差的电流预测控制方法，根据式(3)可知单相Vienna装置的离散系统模型为：

$i(k+1)=\frac{T_S}{L}\[{\stackrel{\‾}{U}}_S\left(k\right)-{\stackrel{\‾}{U}}_{aN}\left(k\right)\]+(1-\frac{T_S}{L}R)i\left(k\right)---\left(4\right)$

由于T_s(k)时刻的实际电流i(k)存在电流误差△i(k)，则在T_S(K+1)时刻的实际电流i(k+1)也必然存在与之类似的电流误差△i(k+1)，因此T_S(K+1)时刻的实际电流可以表示为：

i(k+1)＝i^*(k+1)+△i(k+1) (5)

式中i^*(k+1)为T_S(k+1)时刻的参考电流值；为了实现减小预测电流的误差值则要使T_S(K+1)时刻的电流误差△i(k+1)等于零，将式(5)代入(4)中可得T(k)时刻a,N两点的平均电压可以表示为：

${\stackrel{\‾}{U}}_{aN}\left(k\right)={\stackrel{\‾}{U}}_s\left(k\right)-\frac{L}{T_S}\[i^{*}(k+1)-(1-\frac{T_s}{L}R)i\left(k\right)\]---\left(6\right)$

式中T_s(k)为一个开关周期时间；分别为电源电压U_S及a,N两点间电压U_aN在开关周期T_s(k)内的平均值；i^*(k+1)为T_S(K+1)时刻的参考电流值；

因为T_s(k)时刻也存在电流误差△i(k)，所以实际电流i(k)可以表示为：

i(k)＝i^*(k)+△i(k) (7)

将式(7)代入式(6)中可得：

${\stackrel{\‾}{U}}_{aN}\left(k\right)={\stackrel{\‾}{U}}_s\left(k\right)-\frac{L}{T_S}\[i^{*}(k+1)-(1-\frac{T_s}{L}R)i\left(k\right)\]-\frac{L}{T_S}(1-\frac{T_s}{L}R)\mathrm{\Δ}i\left(k\right)---\left(8\right)$

假设当前时刻为T_s(k)，为了预测下一时刻T_S(K+1)的电流需要向后多预测一个采用周期使得△i(k+2)为零，因此由式(8)可得预测电压的公式为：

${\stackrel{\‾}{U}}_{aN}(k+1)={\stackrel{\‾}{U}}_s(k+1)-\frac{L}{T_S}\[i^{*}(k+2)-(1-\frac{T_s}{L}R)i(k+1)\]-\frac{L}{T_S}(1-\frac{T_s}{L}R)\mathrm{\Δ}i(k+1)---\left(9\right)$

因为无差预测时△i(k+1)等于零，因此式(9)可变成：

${\stackrel{\‾}{U}}_{aN}(k+1)={\stackrel{\‾}{U}}_s(k+1)-\frac{L}{T_S}\[i^{*}(k+2)-(1-\frac{T_s}{L}R)i(k+1)\]---\left(10\right)$

为求得T_S(K+1)时刻的预测参考电流需求T_S(K+1)时刻的电流i(k+1)、电源电压及T_S(K+2)时刻的参考电流i^*(k+2)；

为预测电源电压可采用线性外推预测法估计电源电压；当采样周期远远小于电网周期时，假设电源电压连续3个采样时刻的采样间隔相等，即：

U_s(k+1)-U_s(k)＝U_s(k)-U_s(k-1) (11)

平均电源电压是前几个采样时刻电源电压的线性外推，则T_S(K+1)时刻平均电源电压的估计值可以表示为：

${\stackrel{\‾}{U}}_S(k+1)=U_s\left(K\right)+\[U_s(K+1)-U_s\left(K\right)\]\≈2U_s\left(K\right)-U_s(K-1)---\left(12\right)$

假设电源电压连续4个采样时刻的采样间隔相等，则：

U_s(k+2)-U_s(k+1)＝U_s(k+1)-U_s(k)＝U_s(k)-U_s(k-1) (13)

则T_S(K+1)时刻平均电源电压的估计值可以表示为：

${\stackrel{\‾}{U}}_S(k+1)=U_s\left(K\right)+\[U_s(K+1)-U_s\left(K\right)\]+\frac{\[U_s(K+2)-U_s(K+1)\]}{2}\≈\frac{5}{2}{U}_s\left(K\right)-\frac{3}{2}{U}_s(K-1)---\left(14\right)$

当预测T_s(k+2)时刻的参考电流i^*(k+2)时，由于拉格朗日插值法是线性插值运行，计算简单且在一定的范围内有很高的精确度，采用基于拉格朗日的插值方法来预测T_s(k+2)时刻的参考电流i^*(k+2)；

直流电压侧采用PI控制，求得T_s(k)及其之前时刻的参考电流幅值I^*，且U_S经SOGI得第K个采样时刻锁相环产生的交流角度信息sin(θ)，T_s(k+2)时刻的参考电流i^*(k+2)由T_s(k-1)-T_s(k)时段的电流求得，n阶离散表达式为：

i^*(k+2)＝a₀i^*(k)+a₁i^*(k-1)+...+a_ni^*(k-n) (15)

则n阶预测公式：

$i^{*}(k+2)=\underset{j=0}{\overset{n}{\Σ}}{(-1)}^{n-j}\frac{\left(n+1\right)!}{j!\left(n+1-j\right)!}{i}^{*}(k+1+j-n)---\left(16\right)$

经过综合计算比较分析并考虑控制的实时性，采用2阶插值法来预测参考电流值：

i^*(k+2)＝6i^*(k)-8i^*(k-1)+3i^*(k-2) (17)

由于控制器的采样延时，T_s(k+1)时刻的电流采样值i_ca(k+1)存在一定量的误差，可以采用该时刻的参考电流预测减去开关周期的平均电流误差来得到：

i(k+1)＝i^*(k+1)-λ[i^*(k)-i(k)] (18)

式中i^*(k)＝I^*sin(θ+ω₀·T_S)为T_s(k)时刻的参考电流，θ为此时的角度信息，ω₀为电网频率；λ为平均因子，一般取值为0.5；根据式(17)可求得i^*(k+1)；

将式(14)、(17)、(18)代入式(10)中可得预测电压表达式为：

$\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{U}}_{aN}\left(k+1\right)={\stackrel{\‾}{U}}_s\left(k+1\right)-\frac{L}{T_S}\[i^{*}\left(k+2\right)-\left(1-\frac{T_s}{L}R\right)i\left(k+1\right)\]\\ {\stackrel{\‾}{U}}_S\left(k+1\right)\≈\frac{5}{2}{U}_s\left(K\right)-\frac{3}{2}{U}_s\left(K-1\right)\\ i^{*}\left(k+2\right)=6i^{*}\left(k\right)-8i^{*}\left(k-1\right)+3i^{*}\left(k-2\right)\\ i\left(k+1\right)=i^{*}\left(k+1\right)-\mathrm{\λ}\[i^{*}\left(k\right)-i\left(k\right)\]\end{array}.$

4.根据权利要求1所述一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法，其特征在于：步骤(3)中，U_C1、U_C2分别为直流侧电容C₁、C₂的电压值；分别为电源电压U_S及为a,N两点间电压U_aN在开关周期T_s(k)内的平均值；广义二阶积分器(second ordergeneralized integrator,SOGI)的锁相环应用于单相Vienna整流器中，将步骤(2)中所采集的电源电压U_S导入SOGI，经SOGI得到第k个采样时刻锁相环产生的相位信息sin(θ),并将此相位信息sin(θ)与步骤(2)中经PI控制器得到的参考电流幅值I^*导入到电流预测控制器中，得到T_s(k+1)时刻的平均电压

5.根据权利要求1所述一种基于单相Vienna整流器的电流预测控制方法，其特征在于：步骤(4)中，U_C1、U_C2分别为直流侧电容C₁、C₂的电压值；分别为电源电压U_S及a,N两点间电压U_aN在开关周期T_s(k)内的平均值；根据单相项Vienna装置电路原理图可知，在Vienna的直流侧有两个电容C₁、C₂，当Vienna装置正常运行时分裂电容两端电压相等达到平衡，因此将直流侧电容C₁、C₂的电压值U_C1、U_C2做减法运算，则平衡电压信号为：

△U_C＝U_C1-U_C2 (20)

PI控制简单切足以满足平衡需求，因此将△U_C经PI控制器得到平衡信号，并将此平衡信号、直流侧电压输出信号U_dc及预测电压导入到PWM控制器中，PWM控制器产生开关管控制信号来控制单相Vienna装置开关管动作。

6.基于广义二阶积分器SOGI的锁相环，在单相Vienna整流器中的应用。

7.利用二阶拉格朗日线性插值法，将T_S(k+2)时刻的电流，用临近两个周期的电流表示。