CN106208744A - 一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法，包括以下步骤：A、构建动车组网整流器的电流预测模型；B、构建α‑β静态正交坐标系下电流预测模型；C、根据步骤A和步骤B中的电流预测模型，进行两步预测延时补偿，得到两步预测后的电流矢量；D、根据步骤C中得到的电流矢量，得到d‑q旋转坐标系下电流的两步预测值；E、采用品质函数对步骤D中得到的电流的两步预测值进行计算，得到品质函数值，选取其中的最小值，获得最小品质函数值对应的控制电压向量，在下一采样周期直接输出相应控制脉冲；本发明控制的快速动态响应特性和谐波抑制效果高，总谐波失真小、电流畸变小、动态响应速度快。

Description

一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种动车组整流器的控制方法，具体涉及一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法。

背景技术

随着电气化铁路的迅速发展，“高速”和“重载”等的需求对电力机车提出了越来越严苛的要求；新型“交-直-交”电力机车由于其具有功率因数高、功率大、牵引力大等优势，在电气化铁路中得到了广泛应用；传统的“交-直-交”机车的网侧整流器控制方法主要分为两类，间接电流控制和直流电流控制；间接电流控制以“相幅控制”为代表，直接电流控制包括滞环电流控制、预测电流控制和瞬态电流控制等；瞬态直接电流控制是目前电力机车和高速动车组采用较多的控制策略；为了改善机车线侧脉冲整流器的控制性能，何立群等提出了一个用于机车四象限变流器的间接电流控制方法，但该方法比较适合于低频应用；宋可荐等针对三电平中点钳位变流器，提出了一个综合外环多陷波滤波器和内环调谐准PR控制器的机车变流器控制方法，可以抑制固定阶次的谐波，但抑制频段是离散的，作用局限；马俊鹏等提出用于单相三电平脉冲整流器的模型预测直接功率控制方法，但控制对象也是三电平整流器；Vojtěch Blahník等结合了前馈控制、低频谐波补偿、PR控制器的控制策略，可以补偿固定阶次的谐波，但也有着同前一个方法类似的局限性。

发明内容

本发明提供了一种具有较快动态响应特性和谐波抑制效果的基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法。

本发明采用的技术方案是：一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法，包括以下步骤：

A、构建动车组网整流器的电流预测模型；

B、构建α-β静态正交坐标系下电流预测模型；

C、根据步骤A和步骤B中的电流预测模型，进行两步预测延时补偿，得到两步预测后的电流矢量；

D、根据步骤C中得到的电流矢量，得到d-q旋转坐标系下电流的两步预测值；

E、采用品质函数对步骤D中得到的电流的两步预测值进行计算，得到品质函数值，选取其中的最小值，获得最小品质函数值对应的控制电压向量，在下一采样周期直接输出相应控制脉冲。

一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法，包括以下步骤：

A、构建动车组网整流器的电流预测模型；

电流动态特性方程为：

对电流求导近似：

得到离散化电流预测模型：

式中：L_δ为车载变压器等效漏感，R_δ为车载变压器等效漏电阻，u_N为车载变压器副边电压，i_N为整流器交流侧电流，u_ab为整流器输入电压，t为时间变量，T_s为采样周期，k为对应时间t的离散量，u_N(k)、u_ab(k)和i_N(k)分别为u_N、u_ab和i_N的当前时刻离散化变量，i_N(k+1)为一步预测电流值；

B、构建α-β静态正交坐标系下电流预测模型；

构造测量的整流器交流侧电压u_N和电流i_N延时四分之一周期的虚拟正交量，实现α-β变换：

相应的电压和电流矢量为：

式中：u_Nα(k)为u_N(k)在α轴的分量，u_Nβ(k)为u_N(k)在β轴的分量，i_Nα(k)为i_N(k)在α轴的分量，i_Nβ(k)为i_N(k)在β轴的分量；

考虑所有门极信号的组合，获得相应α-β坐标系下的不同的电压向量u_ab；

从而得到离散化电流预测模型在静态α-β坐标系下的向量表达式：

C、根据步骤A和步骤B中的电流预测模型，进行两步预测延时补偿，得到两步预测后的电流矢量

其中：通过步骤B计算获得，根据下式计算获得

D、根据步骤C中得到的电流矢量，得到d-q旋转坐标系下电流的两步预测值；

通过实部和虚部提取获电流矢量的α分量和β分量为：

根据电流矢量，得到d-q旋转坐标系下电流的两步预测值：

式中：ωk为k时刻的离散相位角度；

E、采用品质函数对步骤D中得到的电流的两步预测值进行计算，得到品质函数值，选取其中的最小值，获得最小品质函数值对应的控制电压向量，在下一采样周期直接输出相应控制脉冲；

其中品质函数g为：

g＝|i_Nd ^*-i_Nd(k+2)|+|i_Nq ^*-i_Nq(k+2)|

式中：i_Nd ^*为整流器交流侧电流d轴分量设置值，i_Nq ^*为整流器交流侧电流q轴分量设置值。

进一步的，所述步骤D中的ωk通过锁相获得。

进一步的，所述步骤A中电流动态特性方程动车组网整流器交流侧的基尔霍夫第二定律方程获得。

本发明的有益效果是：

(1)本发明通过构建在静态α-β坐标系下的电流预测模型对测量的电流值进行预测，并且经过变换或得d-p坐标系下的电流预测值，提高控制方法的动态响应特性；

(2)本发明通过对测量的电流值的两步预测，补偿了控制方法计算过程产生的延时，改善了控制效果；

(3)本发明采用品质函数，相对传统瞬态直接电流控制，实现了电流的解耦控制，省去 了电流内环PI控制器和调制器的设计，减少了硬件需求和设计复杂度。

附图说明

图1为本发明控制结构图。

图2为本发明中整流器的等效电路图。

图3为本发明中两步预测的结构示意图。

图4为本发明d-p变换结构图。

图5为本发明的仿真模型图。

图6为本发明整流模式下i_N和u_N波形图。

图7为本发明整流模式下i_N波形傅里叶分析图。

图8为本发明的逆变模式下i_N和u_N波形图。

图9为本发明逆变模式下i_N波形傅里叶分析图。

图10为本发明在整流模式负荷发生变化时直流侧电压、交流侧电压和电流变化波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。

如图1-4所示，一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法，包括以下步骤：

A、构建动车组网整流器的电流预测模型；

B、构建α-β静态正交坐标系下电流预测模型；

C、根据步骤A和步骤B中的电流预测模型，进行两步预测延时补偿，得到两步预测后的电流矢量；

D、根据步骤C中得到的电流矢量，得到d-q旋转坐标系下电流的两步预测值；

E、采用品质函数对步骤D中得到的电流的两步预测值进行计算，得到品质函数值，选取其中的最小值，获得最小品质函数值对应的控制电压向量，在下一采样周期直接输出相应控制脉冲。

一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法，包括以下步骤：

A、构建动车组网整流器的电流预测模型；

动车组网整流器采用的是四象限脉冲变流器，本发明中的控制方法针对的是两电平拓扑结构；受电弓由接触网取流，经过车载变压器降压后作为整流器的输入，整流器则将输入的单相交流电压变换成稳定的直流电压，并且保证交流侧电流和电压同相位；对动车组网整流器交流侧根据基尔霍夫第二定律方程(KVL)，得到电流动态特性方程为：

对电流求导近似：

得到离散化电流预测模型：

式中：L_δ为车载变压器等效漏感，R_δ为车载变压器等效漏电阻，u_N为车载变压器副边电压，i_N为整流器交流侧电流，u_ab为整流器输入电压，t为时间变量，T_s为采样周期，k为对应时间t的离散量，u_N(k)、u_ab(k)和i_N(k)分别为u_N、u_ab和i_N的当前时刻离散化变量，i_N(k+1)为一步预测电流值；

B、构建α-β静态正交坐标系下电流预测模型；

构造测量的整流器交流侧电压u_N和电流i_N延时四分之一周期的虚拟正交量，实现α-β变换：

相应的电压和电流矢量为：

式中：u_Nα(k)为u_N(k)在α轴的分量，u_Nβ(k)为u_N(k)在β轴的分量，i_Nα(k)为i_N(k)在α轴的分量，i_Nβ(k)为i_N(k)在β轴的分量；

本发明中针对的是单相两电平电压源变流器，考虑所有门极信号的组合，能够获得四种开关状态组合以及相应α-β坐标系下的四个电压向量，由于其中两个电压向量均为零向量，因此得到三个不同的电压向量u_ab：

从而得到离散化电流预测模型在静态α-β坐标系下的向量表达式：

C、根据步骤A和步骤B中的电流预测模型，进行两步预测延时补偿，得到两步预测后的电流矢量

其中：通过步骤B计算获得，根据下式计算获得

D、根据步骤C中得到的电流矢量，得到d-q旋转坐标系下电流的两步预测值；

通过实部和虚部提取获电流矢量的α分量和β分量为：

通过锁相获得ωk，根据电流矢量，得到d-q旋转坐标系下电流的两步预测值：

式中：ωk为k时刻的离散相位角度；

E、采用品质函数对步骤D中得到的电流的两步预测值进行计算，得到品质函数值，选取其中的最小值，获得最小品质函数值对应的控制电压向量，在下一采样周期直接输出相应控制脉冲；

其中品质函数g为：

g＝|i_Nd ^*-i_Nd(k+2)|+|i_Nq ^*-i_Nq(k+2)|

式中：i_Nd ^*为整流器交流侧电流d轴分量设置值，i_Nq ^*为整流器交流侧电流q轴分量设置值。

品质函数是对变流器期望控制效果的数学表达，本发明为预测电流控制，控制目标为保证实际预测电流值跟踪相应的电流参考值；因此品质函数包含d轴电流分量和q轴电流分量，控制结果使两分量分别跟踪其参考值；电压环的PI输出作为d轴电流设置值，q轴电流设置为零以保证变流器交流侧单位功率因数；在电压向量u_ab中每个可能的电压向量将会产生互不相同的品质函数的值，选择其中使品质函数g最小的电压向量作为结果，并在下一周期直接输出该向量对应的开关信号。

下面以CRH3型动车组为例进行详细说明：

A、构建动车组网整流器的电流预测模型；

如图2所示，交流器交流侧电流动态特性方程为：

通过电流求导近似：

得到离散化电流预测模型：

相应量的取值分别为R_δ＝0.06Ω，L_δ＝4mH，L₂＝0.84mH，C₂＝3mF，C_d＝6mF，i_d＝300A，u_N＝2192sin(ωt)V，T_s＝50us；

B、构建α-β静态正交坐标系下电流预测模型；

由于交流电压和电流均为工频50Hz，因此周期T＝0.02s；对测量的整流器交流侧电压u_N和电流i_N构造虚拟正交量实现α-β变换：

进而构造相应的电压和电流矢量：

根据上一时刻品质函数选择的控制电压矢量对应的指标Index，可以得到一步预测电流值：

C、根据步骤A和步骤B中的电流预测模型，进行两步预测延时补偿；

计算一个采样周期后的电压矢量：

第k+1时刻变流器输入电压向量可能有三种不同情况，整理于u_ab中，因此将得到三个不同的两步预测电流值：

D、根据步骤C中得到的电流矢量，得到d-q旋转坐标系下电流的两步预测值；

获取三个两步预测电流值的α分量和β分量：

分别进行d-q变换后得到三组d-q坐标系下电流的两步预测值：

E、采用品质函数对步骤D中得到的电流的两步预测值进行计算，得到品质函数值，选取其中的最小值，获得最小品质函数值对应的控制电压向量，在下一采样周期直接输出相应控制脉冲；

利用品质函数对获得的三组两步预测电流值进行计算，得到三个不同的品质函数值：

对该三个值进行比较，取得其中最小值：

g_min＝min{g₁,g₂,g₃}

进而获得最小品质函数值对应的控制电压向量，并在下一时刻直接输出相应的整流器控制脉冲。

为验证本发明控制方法的准确性，在Matlab/Simulink中搭建仿真模型如图5所示，在整流模式下所得电压、电流波形以及电流快速傅里叶分析如图6、7所示；直流侧电压波动在±10V左右，电流与电压同相，交流侧电流总谐波失真THD为9.75％；逆变模式(再生制动)下所得电压、电流波形及电流快速傅里叶分析如图8、9所示；直流侧电压波动为±10V左右，电流与电压反相，交流侧电流总谐波失真THD为11.06％；在整流模式下考虑负荷发生变化时(1s时负荷300A变为400A，1.5s时400A变为300A)对直流侧电压、交流侧电压和电流的影响，如图10所示，不论负荷增加还是减少，经0.015s，交流侧电流和直流侧网压均回归稳 态；在两种模式下相比常用的瞬态直接电流控制而言控制效果得到较好改善。

本发明通过构建动车组网整流器的电流预测模型和静止α-β坐标系下的电流预测模型；通过两步预测的方法对控制计算延时进行补偿；通过d-p变换得到旋转坐标系下电流预测值相应的d轴和q轴分量，并利用品质函数g对其组织，选取g最小的控制电压矢量并在下一采样周期直接输出相应控制脉冲；如此实现电流对其设置值的快速跟踪，且相对于传统瞬态直接电流控制省去了电流内环PI控制器和调制器的设计，提高了控制的快速动态响应特性和谐波抑制效果；本发明电流预测模型是该方法实现的基础，静止α-β坐标系下的电流预测模型有助于电流解耦控制的实现；两步预测能够补偿控制器的计算延时，改善控制效果；d-p旋转坐标系下电流值计算将获得的两步预测电流值转换为d轴和q轴分量，实现预测值的解耦；选择品质函数使d-p坐标系下电流预测分量分别跟踪相应的参考值，使品质函数最小的控制向量即为下一时刻的输出向量；该控制方法相比于传统瞬态直接电流控制有着总谐波失真小、电流畸变小，动态响应速度快等优点。

Claims (4)

1.一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

A、构建动车组网整流器的电流预测模型；

B、构建α-β静态正交坐标系下电流预测模型；

C、根据步骤A和步骤B中的电流预测模型，进行两步预测延时补偿，得到两步预测后的电流矢量；

D、根据步骤C中得到的电流矢量，得到d-q旋转坐标系下电流的两步预测值；

E、采用品质函数对步骤D中得到的电流的两步预测值进行计算，得到品质函数值，选取其中的最小值，获得最小品质函数值对应的控制电压向量，在下一采样周期直接输出相应控制脉冲。

2.一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

A、构建动车组网整流器的电流预测模型；

电流动态特性方程为：

$L_{\mathrm{\δ}}\frac{{\mathrm{di}}_N}{dt}=u_N-u_{ab}-R_{\mathrm{\δ}}{i}_N$

对电流求导近似：

$\frac{{\mathrm{di}}_N}{dt}\≈\frac{i_N(k+1)-i_N\left(k\right)}{T_s}$

得到离散化电流预测模型：

$i_N(k+1)=\frac{T_s}{L_{\mathrm{\δ}}}\left(u_N\right(k)-u_{ab}(k\left)\right)+(1-\frac{T_s{R}_{\mathrm{\δ}}}{L_{\mathrm{\δ}}})i_N\left(k\right)$

式中：L_δ为车载变压器等效漏感，R_δ为车载变压器等效漏电阻，u_N为车载变压器副边电压，i_N为整流器交流侧电流，u_ab为整流器输入电压，t为时间变量，T_s为采样周期，k为对应时间t的离散量，u_N(k)、u_ab(k)和i_N(k)分别为u_N、u_ab和i_N的当前时刻离散化变量，i_N(k+1)为一步预测电流值；

B、构建α-β静态正交坐标系下电流预测模型；

构造测量的整流器交流侧电压u_N和电流i_N延时四分之一周期的虚拟正交量，实现α-β变换：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{N\mathrm{\α}}\left(t\right)=u_N\left(t\right)\\ u_{N\mathrm{\β}}\left(t\right)=u_N(t-T/4)\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{N\mathrm{\α}}\left(t\right)=i_N\left(t\right)\\ i_{N\mathrm{\β}}\left(t\right)=i_N(t-T/4)\end{array}\right.$

相应的电压和电流矢量为：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{u}}_N=u_{N\mathrm{\α}}\left(k\right)+j{u}_{N\mathrm{\β}}\left(k\right)\\ {\stackrel{\·}{i}}_N=i_{N\mathrm{\α}}\left(k\right)+j{i}_{N\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right.$

式中：u_Nα(k)为u_N(k)在α轴的分量，u_Nβ(k)为u_N(k)在β轴的分量，i_Nα(k)为i_N(k)在α轴的分量，i_Nβ(k)为i_N(k)在β轴的分量；

考虑所有门极信号的组合，获得相应α-β坐标系下的不同的电压向量u_ab；

从而得到离散化电流预测模型在静态α-β坐标系下的向量表达式：

${\stackrel{\·}{i}}_N(k+1)=\frac{T_s}{L_{\mathrm{\δ}}}\left({\stackrel{\·}{u}}_N\right(k)-u_{ab}(i\left)\right)+(1-\frac{T_s{R}_{\mathrm{\δ}}}{L_{\mathrm{\δ}}}){\stackrel{\·}{i}}_N\left(k\right),i\∈\{0,1,2\};$

C、根据步骤A和步骤B中的电流预测模型，进行两步预测延时补偿，得到两步预测后的电流矢量

${\stackrel{\·}{i}}_N(k+2)=\frac{T_s}{L_{\mathrm{\δ}}}\left({\stackrel{\·}{u}}_N\right(k+1)-u_{ab}(i\left)\right)+(1-\frac{T_s{R}_{\mathrm{\δ}}}{L_{\mathrm{\δ}}}){\stackrel{\·}{i}}_N(k+1),i\∈\{0,1,2\}$

其中：通过步骤B计算获得，根据下式计算获得

${\stackrel{\·}{u}}_N(k+1)={\stackrel{\·}{u}}_N\left(k\right)e^{{\mathrm{j\ωT}}_s};$

D、根据步骤C中得到的电流矢量，得到d-q旋转坐标系下电流的两步预测值；

通过实部和虚部提取获电流矢量的α分量和β分量为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{N\mathrm{\α}}(k+2)=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\·}{i}}_N\left(k+2\right)\right)\\ i_{N\mathrm{\β}}(k+2)=\mathrm{Im}\left({\stackrel{\·}{i}}_N\left(k+2\right)\right)\end{array}\right.$

根据电流矢量，得到d-q旋转坐标系下电流的两步预测值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{Nd}(k+2)\\ i_{Nq}(k+2)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\ω}k& \sin \mathrm{\ω}k\\ -\sin \mathrm{\ω}k& \cos \mathrm{\ω}k\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{N\mathrm{\α}}(k+2)\\ i_{N\mathrm{\β}}(k+2)\end{array}\right]$

式中：ωk为k时刻的离散相位角度；

E、采用品质函数对步骤D中得到的电流的两步预测值进行计算，得到品质函数值，选取其中的最小值，获得最小品质函数值对应的控制电压向量，在下一采样周期直接输出相应控制脉冲；

其中品质函数g为：

g＝|i_Nd ^*-i_Nd(k+2)|+|i_Nq ^*-i_Nq(k+2)|

式中：i_Nd ^*为整流器交流侧电流d轴分量设置值，i_Nq ^*为整流器交流侧电流q轴分量设置值。

3.根据权利要求2所述的一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法，其特征在于，所述步骤D中的ωk通过锁相获得。

4.根据权利要求2所述的一种基于两步预测电流控制器的动车组整流器的控制方法，其特征在于，所述步骤A中电流动态特性方程动车组网整流器交流侧的基尔霍夫第二定律方程获得。