CN112994109B - Lc滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法 - Google Patents

Lc滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其步骤为：根据逆变器的开关状态得到逆变器的电压矢量及其对应的输出电压；采样逆变器的三相输出电流、三相网侧电流和三相滤波电容电压，并分别变换得到静止
Figure DEST_PATH_IMAGE002
坐标系下的电流分量和电压分量；根据并网逆变器侧输出的电压分量、电流分量、电容电压分量和网侧电流分量预测下一时刻的并网逆变器侧输出电流和电容电压，再根据并网逆变器侧输出的电压分量、电容电压分量和下一时刻预测的电容电压分量构建价值函数，最后根据价值函数的大小选择最优电压矢量控制LC滤波型并网逆变器。本发明通过价值函数更好地实现了LC滤波型并网逆变器的预测控制，增强系统对参数变化的鲁棒性。

Description

LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是指一种LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法。
背景技术
随着新能源并网装机容量的逐渐增大，电网逐渐呈现出了弱电网的特性，而常规运行于电流源模式的并网逆变器对电网的适应性和支撑能力较弱，这进一步降低了电网的运行稳定性。LC滤波型并网逆变器可运行于电压源并网模式，从而具有电网支撑能力，有助于提高弱电网的运行稳定性。因此，近年来，LC滤波型并网逆变器的电压源并网模式得到广泛研究。然而，常规LC滤波型并网逆变器的电压源并网模式需要设计多环串联控制结构，需要设计多组PI控制器参数。这增大了系统的设计与调试复杂度，降低了系统的动态响应速度。随着现代控制理论的不断发展，LC滤波型并网逆变器的模型预测控制也得到广泛研究。区别于常规的LC滤波型并网逆变器电压源并网控制方法，模型预测控制无需设计PI控制器参数，具有动态响应快等诸多优点。然而，模型预测控制对模型参数依赖性较强，一旦模型参数发生变化，必将降低LC滤波型并网逆变器的输出电压预测控制精度。因此，研究改进的LC滤波型并网逆变器模型预测电容电压控制方法，增强其参数鲁棒性具有的理论和实践意义。
文献[C.Zheng,T.
Figure BDA0003037380290000011
and F.Blaabjerg,"Current-Sensorless Finite-Set Model Predictive Control for LC-Filtered Voltage Source Inverters,"inIEEE Transactions on Power Electronics,vol.35,no.1,pp.1086-1095,Jan.2020.]提出了一种LC滤波型并网逆变器输出电容电压无电流传感器模型预测控制方法。该方法通过设计滑模观测器实现了无电流传感器控制，降低了系统的硬件成本，提高了可靠性。然而，该方法对滤波电容和滤波电感参数的变化较灵敏，参数鲁棒性较差。
文献[L.Estrada,N.Vazquez,J.Vaquero Lopez,C.Hernandez,J.Arau andH.Huerta,"Finite Control Set Model Predictive Control based on Sliding Modefor Bidirectional Power Inverter,"in IEEE Transactions on Energy Conversion,DOI 10.1109/TEC.2021.3063601.]提出了一种适用于L滤波的并网逆变器滑模模型预测控制方法。该方法融合了滑模控制和模型预测控制的优点，实现了无参数预测控制。然而，该方法还存在电流谐波大、不能直接用于控制LC滤波型并网逆变器等缺点。
发明内容
针对现有电容电压模型预测控制对参数变化较灵敏，参数鲁棒性较差的技术问题，本发明提出了一种LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，通过在价值函数中增加滑模控制项，降低了参数变化对模型预测控制的影响，提高了电容电压模型预测控制对参数变化的鲁棒性。
本发明的技术方案是这样实现的：
一种LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其步骤如下：
步骤一、定义并网逆变器a、b、c三相桥臂的开关状态分别为Sa、Sb、Sc；
步骤二、根据步骤一的开关状态Sa、Sb、Sc得到并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa SbSc)，其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，开关状态Sa、Sb、Sc等于0或1；
步骤三、根据步骤二得到的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的开关状态Sa、Sb、Sc以及并网逆变器的直流侧电压Udc计算电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压uαi、uβi；
步骤四、采样k时刻并网逆变器的三相输出电流ifa、ifb、ifc，并将三相输出电流ifa、ifb、ifc变换到静止αβ坐标系上，得到并网逆变器侧电流分量ifα和ifβ；
步骤五、采样k时刻并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc，并将并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc变换到静止αβ坐标系上，得到滤波电容电压分量ucα和ucβ；
步骤六、采样k时刻三相网侧电流ia、ib、ic，并将三相网侧电流ia、ib、ic变换到静止αβ坐标系上，得到网侧电流分量iα和iβ；
步骤七、根据步骤三得到的并网逆变器输出电压uαi、uβi，步骤四得到的并网逆变器侧电流分量ifα、ifβ和步骤五得到的滤波电容电压分量ucα、ucβ计算得到k+1时刻的并网逆变器侧输出电流ifαi(k+1)、ifβi(k+1)；
步骤八、根据步骤五得到的滤波电容电压分量ucα、ucβ，步骤六得到的网侧电流分量iα、iβ和步骤七得到的k+1时刻的并网逆变器侧输出电流ifαi(k+1)、ifβi(k+1)计算k+1时刻的滤波电容电压ucαi(k+1)、ucβi(k+1)；
步骤九、根据步骤三得到的并网逆变器输出电压uαi、uβi，步骤五得到的滤波电容电压分量ucα、ucβ和步骤八得到的k+1时刻的滤波器电容电压ucαi(k+1)、ucβi(k+1)计算得到电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的价值函数Gi；
步骤十、比较步骤九得出的八个价值函数Gi的值，选择最小的价值函数Gi对应的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)作为最优电压矢量，并将最优电压矢量用于控制LC滤波型并网逆变器。
所述LC滤波型并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)的获得方法为：
开关状态Sa＝1表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管导通，下管关断；
开关状态Sa＝0表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管关断，下管导通；
开关状态Sb＝1表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管导通，下管关断；
开关状态Sb＝0表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管关断，下管导通；
开关状态Sc＝1表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管导通，下管关断；
开关状态Sc＝0表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管关断，下管导通；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为V0(000)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为V1(100)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为V2(110)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为V3(010)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为V4(011)；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为V5(001)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为V6(101)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为V7(111)。
所述步骤三中电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压uαi、uβi的获得方法为：
Figure BDA0003037380290000031
其中，Sai表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sa，Sbi表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sb，Sci表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sc，uαi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，uβi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
所述并网逆变器侧电流分量ifα和ifβ的获得方法为：
Figure BDA0003037380290000032
其中，ifa为并网逆变器的a相电流，ifb为并网逆变器的b相电流，ifc为并网逆变器的c相电流，ifα为并网逆变器侧三相输出电流在静止αβ坐标系上的α轴分量，ifβ为并网逆变器侧三相输出电流在静止αβ坐标系上的β轴分量。
所述将并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc变换到静止αβ坐标系上，得到滤波电容电压分量ucα和ucβ的方法为：
Figure BDA0003037380290000041
其中，uca为并网逆变器的a相滤波电容电压，ucb为并网逆变器的b相滤波电容电压，ucc为并网逆变器的c相滤波电容电压，ucα为并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，ucβ为并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
所述将三相网侧电流ia、ib、ic变换到静止αβ坐标系上，得到网侧电流分量iα和iβ的方法为：
Figure BDA0003037380290000042
其中，ia为并网逆变器网侧的a相电流，ib为并网逆变器网侧的b相电流，ic为并网逆变器网侧的c相电流，iα为并网逆变器网侧电流在静止αβ坐标系上的α轴分量，iβ为并网逆变器网侧电流在静止αβ坐标系上的β轴分量。
所述k+1时刻的并网逆变器侧输出电流ifαi(k+1)、ifβi(k+1)的获得方法为：
Figure BDA0003037380290000043
其中，L1为并网逆变器侧滤波电感，R1为并网逆变器侧滤波电感的寄生电阻，T为系统的采样周期，ifαi(k+1)为并网逆变器侧输出电流在静止αβ坐标系上的α轴分量，ifβi(k+1)为并网逆变侧输出电流在静止αβ坐标系上的β轴分量。
所述k+1时刻的滤波电容电压ucαi(k+1)、ucβi(k+1)的获得方法为：
Figure BDA0003037380290000044
其中，C为滤波器电容，T为系统采样周期，ucαi(k+1)为滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量；ucβi(k+1)为滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
所述电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的价值函数Gi的获得方法为：
Figure BDA0003037380290000051
其中，ucαr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，ucβr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量；sign为符号函数，λ为权重系数。
所述参考滤波电容电压ucαr、ucβr的计算方法为：
Figure BDA0003037380290000052
其中，ucdr为设定的电容电压参考值d轴分量，ucqr为设定的电容电压参考值q轴分量；θ为电网电压的角度。
与现有技术相比，本发明产生的有益效果为：本发明根据滑模控制理论与模型预测控制理论，建立了一种新型模型预测控制价值函数，基于该价值函数所设计的加权滑模模型预测滤波电容电压的控制方法增强了系统对参数变化的鲁棒性，与常规模型预测控制相比，在参数失准时，本发明方法具有更小的电压控制误差。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的整体控制框图。
图2为本发明的滤波电容电压控制流程图。
图3为逆变器侧滤波电感L1失准时两种控制方法对比仿真结果；(a)为常规LC滤波型并网逆变器滤波电容电压模型预测控制仿真结果，(b)为本发明所提方法的仿真结果。
图4为滤波电容C失准时两种控制方法对比仿真结果；(a)为常规LC滤波型并网逆变器滤波电容电压模型预测控制仿真结果，(b)为本发明所提方法的仿真结果。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1和2所示，本发明实施例提供了一种LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，具体步骤如下：
步骤一、定义并网逆变器a、b、c三相桥臂的开关状态分别为Sa、Sb、Sc。
步骤二、根据步骤一的开关状态Sa、Sb、Sc得到并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa SbSc)，其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，开关状态Sa、Sb、Sc等于0或1。
所述LC滤波型并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)的获得方法为：
开关状态Sa＝1表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管导通，下管关断；
开关状态Sa＝0表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管关断，下管导通；
开关状态Sb＝1表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管导通，下管关断；
开关状态Sb＝0表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管关断，下管导通；
开关状态Sc＝1表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管导通，下管关断；
开关状态Sc＝0表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管关断，下管导通；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为V0(000)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为V1(100)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为V2(110)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为V3(010)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为V4(011)；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为V5(001)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为V6(101)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为V7(111)。
步骤三、根据步骤二得到的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的开关状态Sa、Sb、Sc以及并网逆变器的直流侧电压Udc计算电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压uαi、uβi。
所述步骤三中电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压uαi、uβi的获得方法为：
Figure BDA0003037380290000061
其中，Sai表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sa，Sbi表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sb，Sci表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sc，uαi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，uβi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。电压uα0和uβ0均为电压矢量V0(000)所对应的电压值；电压uα1和uβ1均为电压矢量V1(100)所对应的电压值；电压uα2和uβ2均为电压矢量V2(110)所对应的电压值；电压uα3和uβ3均为电压矢量V3(010)所对应的电压值；电压uα4和uβ4均为电压矢量V4(011)所对应的电压值；电压uα5和uβ5均为电压矢量V5(001)所对应的电压值；电压uα6和uβ6均为电压矢量V6(101)所对应的电压值；电压uα7和uβ7均为电压矢量V0(111)所对应的电压值。
步骤四、采样k时刻并网逆变器的三相输出电流ifa、ifb、ifc，并将三相输出电流ifa、ifb、ifc变换到静止αβ坐标系上，得到并网逆变器侧电流分量ifα和ifβ。
所述并网逆变器侧电流分量ifα和ifβ的获得方法为：
Figure BDA0003037380290000071
其中，ifa为并网逆变器的a相电流，ifb为并网逆变器的b相电流，ifc为并网逆变器的c相电流，ifα为并网逆变器侧三相输出电流在静止αβ坐标系上的α轴分量，ifβ为并网逆变器侧三相输出电流在静止αβ坐标系上的β轴分量。
步骤五、采样k时刻并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc，并将并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc变换到静止αβ坐标系上，得到滤波电容电压分量ucα和ucβ。
所述将并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc变换到静止αβ坐标系上，得到滤波电容电压分量ucα和ucβ的方法为：
Figure BDA0003037380290000072
其中，uca为并网逆变器的a相滤波电容电压，ucb为并网逆变器的b相滤波电容电压，ucc为并网逆变器的c相滤波电容电压，ucα为并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，ucβ为并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
步骤六、采样k时刻三相网侧电流ia、ib、ic，并将三相网侧电流ia、ib、ic变换到静止αβ坐标系上，得到网侧电流分量iα和iβ。
所述将三相网侧电流ia、ib、ic变换到静止αβ坐标系上，得到网侧电流分量iα和iβ的方法为：
Figure BDA0003037380290000081
其中，ia为并网逆变器网侧的a相电流，ib为并网逆变器网侧的b相电流，ic为并网逆变器网侧的c相电流，iα为并网逆变器网侧电流在静止αβ坐标系上的α轴分量，iβ为并网逆变器网侧电流在静止αβ坐标系上的β轴分量。
步骤七、根据步骤三得到的并网逆变器输出电压uαi、uβi，步骤四得到的并网逆变器侧电流分量ifα、ifβ和步骤五得到的滤波电容电压分量ucα、ucβ计算得到k+1时刻的并网逆变器侧输出电流ifαi(k+1)、ifβi(k+1)。
所述k+1时刻的并网逆变器侧输出电流ifαi(k+1)、ifβi(k+1)的获得方法为：
Figure BDA0003037380290000082
其中，L1为并网逆变器侧滤波电感，R1为并网逆变器侧滤波电感的寄生电阻，T为系统的采样周期，ifαi(k+1)为并网逆变器侧输出电流在静止αβ坐标系上的α轴分量，ifβi(k+1)为并网逆变侧输出电流在静止αβ坐标系上的β轴分量。
步骤八、根据步骤五得到的滤波电容电压分量ucα、ucβ，步骤六得到的网侧电流分量iα、iβ和步骤七得到的k+1时刻的并网逆变器侧输出电流ifαi(k+1)、ifβi(k+1)计算k+1时刻的滤波电容电压ucαi(k+1)、ucβi(k+1)。
所述k+1时刻的滤波电容电压ucαi(k+1)、ucβi(k+1)的获得方法为：
Figure BDA0003037380290000083
其中，C为滤波器电容，T为系统采样周期，ucαi(k+1)为滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量；ucβi(k+1)为滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
步骤九、根据步骤三得到的并网逆变器输出电压uαi、uβi，步骤五得到的滤波电容电压分量ucα、ucβ和步骤八得到的k+1时刻的滤波器电容电压ucαi(k+1)、ucβi(k+1)计算得到电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的价值函数Gi。
所述电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的价值函数Gi的获得方法为：
Figure BDA0003037380290000084
其中，ucαr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，ucβr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量；sign为符号函数，λ为权重系数。
所述参考滤波电容电压ucαr、ucβr的计算方法为：
Figure BDA0003037380290000091
其中，ucdr为设定的电容电压参考值d轴分量，ucqr为设定的电容电压参考值q轴分量；θ为电网电压的角度。
步骤十、比较步骤九得出的八个价值函数Gi的值，选择最小的价值函数Gi对应的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)作为最优电压矢量，并将最优电压矢量用于控制LC滤波型并网逆变器。
为了验证本发明的有效性，进行了仿真验证。仿真所用LC滤波型并网逆变器的直流侧电压Udc为400V，逆变器侧滤波电感L1为0.0024H，其寄生电阻R1为0.1Ω；滤波电容C为0.0004F，其寄生电阻R2为0.1Ω；网侧滤波电感L2为0.0012H，其寄生电阻为R为0.1Ω；电网频率为50Hz，系统的采样周期T为0.00005s，电网线电压有效值为86.6V，权重系数λ为180。为了验证本发明的有效性，与常规的LC滤波型并网逆变器滤波电容电压模型预测控制进行了对比研究。仿真时，电容电压参考值d轴分量给定ucdr为80V，电容电压参考值q轴分量给定ucqr为0V。在参数失准的情况下，图3(a)为逆变器侧滤波电感L1减小至0.0012H时常规LC滤波型并网逆变器滤波电容电压模型预测控制方法的仿真结果，图3(b)为逆变器侧滤波电感L1减小至0.0012H时本发明专利所提方法的仿真结果。图4(a)为滤波电容C减小至0.0002F时常规LC滤波型并网逆变器滤波电容电压模型预测控制方法的仿真结果，图4(b)为滤波电容C减小至0.0002F时本发明专利所提方法的仿真结果。由图3和图4可见，在系统参数失准的情况下，常规的LC滤波型并网逆变器滤波电容电压模型预测控制方法的电压误差较大，而本发明通过采用加权滑模模型预测电容电压控制方法，在参数失准时，其滤波电容电压控制误差相对较小，控制精度更高。该对比仿真结果验证了本发明所提控制方法的有效性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其特征在于，其步骤如下：
步骤一、定义并网逆变器a、b、c三相桥臂的开关状态分别为Sa、Sb、Sc；
步骤二、根据步骤一的开关状态Sa、Sb、Sc得到并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)，其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，开关状态Sa、Sb、Sc等于0或1；
步骤三、根据步骤二得到的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的开关状态Sa、Sb、Sc以及并网逆变器的直流侧电压Udc计算电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压uαi、uβi；
步骤四、采样k时刻并网逆变器的三相输出电流ifa、ifb、ifc，并将三相输出电流ifa、ifb、ifc变换到静止αβ坐标系上，得到并网逆变器侧电流分量ifα和ifβ；
步骤五、采样k时刻并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc，并将并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc变换到静止αβ坐标系上，得到滤波电容电压分量ucα和ucβ；
步骤六、采样k时刻三相网侧电流ia、ib、ic，并将三相网侧电流ia、ib、ic变换到静止αβ坐标系上，得到网侧电流分量iα和iβ；
步骤七、根据步骤三得到的并网逆变器输出电压uαi、uβi，步骤四得到的并网逆变器侧电流分量ifα、ifβ和步骤五得到的滤波电容电压分量ucα、ucβ计算得到k+1时刻的并网逆变器侧输出电流ifαi(k+1)、ifβi(k+1)；
步骤八、根据步骤五得到的滤波电容电压分量ucα、ucβ，步骤六得到的网侧电流分量iα、iβ和步骤七得到的k+1时刻的并网逆变器侧输出电流ifαi(k+1)、ifβi(k+1)计算k+1时刻的滤波电容电压ucαi(k+1)、ucβi(k+1)；
步骤九、根据步骤三得到的并网逆变器输出电压uαi、uβi，步骤五得到的滤波电容电压分量ucα、ucβ和步骤八得到的k+1时刻的滤波器电容电压ucαi(k+1)、ucβi(k+1)计算得到电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的价值函数Gi；
步骤十、比较步骤九得出的八个价值函数Gi的值，选择最小的价值函数Gi对应的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)作为最优电压矢量，并将最优电压矢量用于控制LC滤波型并网逆变器。
2.根据权利要求1所述的LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其特征在于，所述LC滤波型并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)的获得方法为：
开关状态Sa＝1表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管导通，下管关断；
开关状态Sa＝0表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管关断，下管导通；
开关状态Sb＝1表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管导通，下管关断；
开关状态Sb＝0表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管关断，下管导通；
开关状态Sc＝1表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管导通，下管关断；
开关状态Sc＝0表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管关断，下管导通；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为V0(000)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为V1(100)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为V2(110)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为V3(010)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为V4(011)；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为V5(001)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为V6(101)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为V7(111)。
3.根据权利要求1或2所述的LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其特征在于，所述步骤三中电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压uαi、uβi的获得方法为：
Figure FDA0003936522620000021
其中，Sai表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sa，Sbi表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sb，Sci表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sc，uαi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，uβi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的并网逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
4.根据权利要求3所述的LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其特征在于，所述并网逆变器侧电流分量ifα和ifβ的获得方法为：
Figure FDA0003936522620000022
其中，ifa为并网逆变器的a相电流，ifb为并网逆变器的b相电流，ifc为并网逆变器的c相电流，ifα为并网逆变器侧三相输出电流在静止αβ坐标系上的α轴分量，ifβ为并网逆变器侧三相输出电流在静止αβ坐标系上的β轴分量。
5.根据权利要求1所述的LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其特征在于，所述将并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc变换到静止αβ坐标系上，得到滤波电容电压分量ucα和ucβ的方法为：
Figure FDA0003936522620000031
其中，uca为并网逆变器的a相滤波电容电压，ucb为并网逆变器的b相滤波电容电压，ucc为并网逆变器的c相滤波电容电压，ucα为并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，ucβ为并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
6.根据权利要求5所述的LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其特征在于，所述将三相网侧电流ia、ib、ic变换到静止αβ坐标系上，得到网侧电流分量iα和iβ的方法为：
Figure FDA0003936522620000032
其中，ia为并网逆变器网侧的a相电流，ib为并网逆变器网侧的b相电流，ic为并网逆变器网侧的c相电流，iα为并网逆变器网侧电流在静止αβ坐标系上的α轴分量，iβ为并网逆变器网侧电流在静止αβ坐标系上的β轴分量。
7.根据权利要求6所述的LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其特征在于，所述k+1时刻的并网逆变器侧输出电流ifαi(k+1)、ifβi(k+1)的获得方法为：
Figure FDA0003936522620000033
其中，L1为并网逆变器侧滤波电感，R1为并网逆变器侧滤波电感的寄生电阻，T为系统的采样周期，ifαi(k+1)为并网逆变器侧输出电流在静止αβ坐标系上的α轴分量，ifβi(k+1)为并网逆变侧输出电流在静止αβ坐标系上的β轴分量。
8.根据权利要求1或7所述的LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其特征在于，所述k+1时刻的滤波电容电压ucαi(k+1)、ucβi(k+1)的获得方法为：
Figure FDA0003936522620000041
其中，C为滤波器电容，T为系统采样周期，ucαi(k+1)为滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量；ucβi(k+1)为滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
9.根据权利要求8所述的LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其特征在于，所述电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的价值函数Gi的获得方法为：
Figure FDA0003936522620000042
其中，ucαr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，ucβr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量；sign为符号函数，λ为权重系数。
10.根据权利要求9所述的LC滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法，其特征在于，所述参考滤波电容电压ucαr、ucβr的计算方法为：
Figure FDA0003936522620000043
其中，ucdr为设定的电容电压参考值d轴分量，ucqr为设定的电容电压参考值q轴分量；θ为电网电压的角度。
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