CN111162684B - 一种三相电压型pwm整流器无电压传感器功率预测控制方法 - Google Patents

Abstract

一种三相电压型PWM整流器无电压传感器功率预测控制方法，能够在无网侧电压传感器或者网侧电压传感器发生故障的情况下通过对网侧电压的实时估计实现功率的预测控制。本发明在保证整流器高动态性能的情况下，对模型预测直接功率控制进行改进，采用滑模电压观测器取代传统方法的虚拟磁链估计模块，解决了传统的基于虚拟磁链定向的三相电压型PWM整流器直接功率控制方法由于网侧电压矢量的虚拟磁链观测器中的积分器初始值选取不当，而造成的整流器无法正常工作的问题。本发明易于实现，稳定性高，鲁棒性强，能够实时估计网侧电压并滤除其高次谐波保留基波分量，降低非理想电网条件下直流母线侧电压波动，既减小了直接功率控制中的脉振又提高了系统动态响应速度。

Description

一种三相电压型PWM整流器无电压传感器功率预测控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术整流器控制领域，更具体地，涉及一种基于滑模电压观测器的三相电压型PWM整流器无电压传感器模型预测直接功率控制方法。

背景技术

电能不论是从目前的技术发展趋势还是从现实需求以及已有的技术条件等现实情况来看，都将成为今后重要的终端能源替代品，通过提高电气化以及电能进行能源方式的替代已经成为目前推进终端能源替代的主要方向。在提高电能使用效率和改善电能质量上，电力电子技术有着无可替代的重要意义。

近年来，在电力电子变流系统中，三相PWM整流器具有能量双向流通、单位功率因数运行、输出电压和功率可控等优点，已在工业传动、风电系统、有源滤波等众多领域得到广泛应用。其中电压型PWM整流器因结构简单、电能损耗小、动态响应快，在PWM整流器研究领域处于主导地位。

由于功率控制无需坐标变换、空间矢量运算模块及电流调节等繁琐环节，算法简单且动态性能良好而更受到研究者青睐。在功率电力电子领域，由于模型预测控制具有设计简单、易于工程实现，尤其在处理复杂非线性系统约束型优化问题上的优势，已成为电力电子与电力传动应用中的一个重要分支，在整流器新型策略方面更是成为前沿研究方向。模型预测控制应用在PWM整流器上既减小了直接功率控制中的脉振又提高了系统动态响应速度，但是模型预测直接功率控制不可避免的受到网侧谐波对基波矢量相位角的检测影响及网侧电压对矢量定向控制性能的影响，而且控制动态响应慢、稳态功率脉振等问题，影响系统控制精度。并且众多的传感器带来了检测电路的复杂性和高成本，也导致了系统体积大，并降低了系统的运行可靠性。

为能够有效的提升系统中的抵抗噪声的效率，对于系统中出现的突发性意外情况给予一定的支撑，全面促进系统的性能与效率，无网侧电压传感器PWM整流器受到人们越来越多的关注。

目前传统的无电压传感器功率预测控制中对功率的计算一般采用纯积分虚拟磁链观测器和一阶低通滤波器串联，但虚拟磁链估计中存在直流偏置和初值等问题，容易导致输出饱和及积分漂移，影响功率计算准确性，同时一阶低通滤波器会在虚拟磁链估测中引入幅值和相位误差，易引起整流器瞬时功率和交流侧电流的波动，且当前控制策略大多在理想电网电压下进行，并不能抑制电网电压不平衡下产生的大量谐波电流，从而使系统有功功率大幅波动，严重时会引起系统性能急剧恶化。

发明内容

鉴于此，本发明的目的在于克服现有方法的不足，提供一种基于滑模电压观测器的三相电压型PWM整流器无电压传感器模型预测直接功率控制方法。

一种三相电压型PWM整流器无电压传感器功率预测控制方法，其特征在于，采用滑模电压观测器取代传统方法的虚拟磁链估计模块，能够在无网侧电压传感器或者网侧电压传感器发生故障的情况下通过对网侧电压的实时估计实现功率的预测控制。

进一步地，根据瞬时功率理论得到功率预测控制的瞬时功率表达式为：

其中，i_αβ(k+1)为k+1时刻的网侧电流预测值，u_αβ(k+1)为k+1时刻的电压估计值。

进一步地，所述的网侧电流(i_α(k+1)、i_β(k+1))，首先通过电流传感器可得到k时刻的三相电流，经过Clarke坐标变换后得到两相电流(i_α(k)、i_β(k))，然后在整流侧引入模型预测控制，根据三相电压型PWM整流器主电路结构，由KVL定律得到三相VSR等效回路方程为：

其中u_α、u_β为电网电动势矢量；i_α、i_β为整流器交流侧电流矢量；u_gα、u_gβ为整流器输入电压矢量；L_S为网侧滤波电抗的电感值；R_S为桥路总阻抗。

将上式离散化，可得在k+1时刻的电流预测表达式为：

其中T_S为采样周期。

进一步地，所述滑模电压观测器的设计包括：开关函数的选择与滑模电压观测器模型的构建；滑模电压观测器通过网侧电流(i_α(k)、i_β(k))、直流侧电压(u_dc)和整流器开关信号(S_a、S_b、S_c)估计出网侧电压(u_α(k+1)、u_β(k+1))。

进一步地，所述开关函数的选择如下所示：

开关函数的选择是设计滑模电压观测器的关键，采用传统Sign开关切换函数设计的滑模观测器存在高频系统抖振，直流侧电压波动增大的问题，为了削弱系统的高频抖振，从边界层连续控制的层面考虑提出一种新型开关切换函数Sigmoid函数，代替传统的符号函数，Sigmoid函数表示为：

其中，χ为一个正常数，用来调节Sigmoid函数的斜率，S函数为Sigmoid开关切换函数，网侧输入电流估算的误差定义为：

及

i_α、i_β为网侧入电流的测量值，

为网侧输入电流的估计值。

进一步地，滑模电压观测器模型的构建如下所示：

根据三相VSR等效回路方程，可得到网侧输入电流的估计值

为：

根据滑模变结构基本理论得到非线性系统中滑模变结构控制的数学描述为：

其中，x是状态变量，u(x,t)为控制函数，S(x,t)是切换函数，u⁺(x,t)、u^-(x,t)、S(x,t)为连续函数；

考虑三相VSR等效回路方程和滑模变结构控制的基本理论，可得动态误差方程为：

其中，K为滑模增益系数，S函数为Sigmoid开关切换函数；

根据滑模变结构原理，当系统到达滑模面且在滑模面上运行时，满足：

当增益K满足系统的可达性条件时，系统将在有限时间内进入滑动模态，则电网电压估计可以表示成：

根据李雅普洛夫稳定性原理，构造李雅普洛夫函数证明K值足够小于负的最小值即可确保滑模观测器收敛，与等效电阻和电感值无关。

k+1时刻的网侧电压为

ω为电网电压角频率，如果T_S足够小至忽略则有u_αβ(k+1)≈u_αβ(k)。

进一步地，所述直接功率控制中，功率计算模块的有功功率p和无功功率q具体控制如下：

三相电压型PWM整流器无电压传感器功率预测控制系统是由主电路和控制电路组成。主电路由交流电源、滤波电抗器、PWM整流桥、直流电解电容器及负载组成，控制电路由直流电压外环和功率内环组成。通过电流传感器检测到的三相电流经过αβ坐标变为两相电流，网侧电压通过滑模电压观测器根据两相电流、直流侧电压和整流器开关信号进行估计，瞬时有功功率与无功功率根据两相电流以及网侧估算电压进行计算。功率计算值与功率参考值比较后的差值通过代价函数最小化得到开关信号；有功功率参考值由直流电压外环PI调节器的输出与直流电压的乘积设定，无功功率参考值设为0，以实现单位功率因数。根据选择的最优开关控制信号驱动主电路开关管。

本发明的有益效果是：上述方案一种三相电压型PWM整流器无电压传感器功率预测控制方法，无需复杂的理论分析，易于实现，能够在无网侧电压传感器或者网侧电压传感器发生故障的情况下通过对网侧电压的实时估计实现功率的预测控制，省去电压传感器降低开发成本，降低电压估计自身存在的电流微分分量而引入的高频干扰，降低非理想电网条件下直流母线侧电压波动，同时模型预测直接功率控制既能减小直接功率控制中的脉振又能提高系统动态响应速度，从而提高了三相电压型PWM整流器无电压传感器控制系统的可靠性。

附图说明

图1是本发明提供的三相电压型PWM整流器无电压传感器功率预测控制的结构示意图；

图2是本发明三相电压型PWM整流器无电压传感器功率预测控制的详细流程示意图；

图3是传统的无电压传感器功率预测控制(TMPDPC)与本发明的无电压传感器滑模电压估计功率预测控制(SMO-MPDPC)在两相静止αβ坐标系下估计的网侧电压u_α、实际的网侧电压u_αest以及估计误差Δu_α对比图；

图4是TMPDPC与本发明的SMO-MPDPC经过Clarke变换后的网侧估计电压u_α与网侧电流i_α的对比图；

图5是TMPDPC与本发明的SMO-MPDPC两种策略下的直流侧母线电压u_dc仿真波形对比图；

图6为TMPDPC与SMO-MPDPC在转速突变下直流母线电压u_dc对比图；

图7为TMPDPC与SMO-MPDPC在转速突变下有功功率p、无功功率q对比图；

图8为TMPDPC与SMO-MPDPC转矩突变下直流母线电压u_dc对比图；

图9为TMPDPC与SMO-MPDPC转矩突变下有功功率p、无功功率q对比图。

具体实施方式

为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施步骤进行详细描述。

本发明针对无网侧电压传感器或网侧电压传感器发生故障的问题，提供了一种基于滑模电压观测器的三相电压型PWM整流器无电压传感器模型预测直接功率控制方法。

如图1-2本发明的结构图以及详细流程示意图所示，控制系统由主电路和控制电路组成。主电路由交流电源(u_a、u_b、u_c)、滤波电抗器(R_S、L_S)、PWM整流桥、直流电解电容器C及负载R_L组成，控制电路由直流电压外环和功率内环组成。通过电流传感器检测到的三相电流(i_a、i_b、i_c)经过αβ坐标变为两相电流(i_α、i_β)，再经过预测模型得到k+1电流预测值(i_α(k+1)、i_β(k+1))，网侧电压(u_α、u_β)通过滑模电压观测器根据i_α、i_β、直流侧电压u_dc和整流器开关信号(S_a、S_b、S_c)进行估计，瞬时功率p、q根据i_α(k+1)、i_β(k+1)以及u_α(k+1)、u_β(k+1)进行计算。p和q与给定的p_ref和q_ref比较后的差值经过代价函数最小化得到最优开关信号(S_a、S_b、S_c)；p_ref由直流电压外环PI调节器的输出与直流电压的乘积设定，q_ref设为0，以实现单位功率因数。根据选择的最优开关S_a、S_b、S_c驱动主电路开关管。

如图1所示，三相PWM整流器主电路在三相静止对称坐标系下建立的数学模型为：

式中，i_a、i_b、i_c为网侧电流，u_a、u_b、u_c为网侧电压，u_ga、u_gb、u_gc为整流器输入电压，L_S为网侧滤波电抗的电感值，R_S为桥路总阻抗。

为方便计算，考虑网侧为三相平衡正弦电动势的基本理论，将式(1)经过Clarke变换得到三相PWM整流器主电路在两相静止αβ坐标系下的数学模型为：

式(2)中的整流器输入相电压u_gα、u_gβ为：

将式(2)离散化，可得在k+1时刻的电流预测表达式为：

其中T_S为采样周期。

根据瞬时功率原理可得功率预测控制在k+1时刻的瞬时有功功率和无功功率预测表达式为：

其中，i_αβ(k+1)为k+1时刻的网侧电流预测值，u_αβ(k+1)为k+1时刻的电压估计值。

上式中的网侧电压(u_α(k+1)、u_β(k+1))是网侧电流(i_α(k)、i_β(k))、直流侧电压(u_dc)和整流器开关信号(S_a、S_b、S_c)通过滑模电压观测器所估计出，所述的滑模电压观测器的设计包括：开关函数的选择与滑模电压观测器模型的构建。

开关函数的选择是设计滑模电压观测器的关键，采用传统Sign开关切换函数设计的滑模观测器存在高频系统抖振，直流侧电压波动增大的问题，为了削弱系统的高频抖振，从边界层连续控制的层面考虑提出一种新型开关切换函数Sigmoid函数，代替传统的符号函数，Sigmoid函数表示为：

其中，χ为一个正常数，用来调节Sigmoid函数的斜率。S函数为Sigmoid开关切换函数。网侧输入电流估算的误差定义为：

及

i_α、i_β为网侧入电流的测量值，

为网侧输入电流的估计值。

网侧输入电流的估计值

可由以下公式得到为：

根据滑模变结构控制基本理论可以得到非线性系统中滑模变结构控制的数学描述为：

式中，x是状态变量，u(x,t)为控制函数，S(x,t)是切换函数，u⁺(x,t)、u^-(x,t)、S(x,t)为连续函数。

根据滑模变结构控制的基本理论，由式(2)、(8)可得动态误差方程为：

其中，K为滑模增益系数，S函数为Sigmoid开关切换函数。

当系统到达滑模面且在滑模面上运行时，即

当增益K满足系统的可达性条件时，系统将在有限时间内进入滑动模态。综合以上式子，则电网电压估计可以表示成：

自此，滑模电压观测器估测网侧电压完成。

进一步地，为了证明其稳定性，构造李雅普洛夫函数:

其满足稳定的条件则须:

则有:

对上式求导，可得：

结合式(10)、式(15)及式(16)，可以表示为

满足条件式(17)，使K足够小于负的最小值可得：

满足式(18)，保证

确保滑模观测器收敛，与等效电阻和电感值无关。

自此，得到滑模电压观测器估测网侧电压的稳定条件。

进一步地，一种基于滑模电压观测器的三相电压型PWM整流器无电压传感器模型预测直接功率控制方法的具体控制过程如下：

(1)网侧电压估算过程由滑模电压观测器给出，式(5)-(11)已给出详细过程，此处不再赘述。其中k+1时刻的网侧电压为

ω为电网电压角频率，如果T_S足够小至忽略则有u_αβ(k+1)≈u_αβ(k)。

(2)瞬时功率计算：根据瞬时功率原理、预测电流i_αβ(k+1)和估算电压u_αβ(k+1)可得功率预测控制在k+1时刻有功功率和无功功率的具体控制为：

(3)最优开关选择：通过上述步骤(1)、(2)可得出目标函数的输入信号P(k+1)、Q(k+1)，输入信号p_ref由外环电压控制模块PI控制给定，方法较为传统此处不再赘述，输入信号q_ref，为保证功率因数为1，一般令q_ref＝0。

为了得到最优电压矢量，目标函数的选取为：

g＝[P_ref-P(k+1)]²+λ[Q_ref-Q(k+1)]² (20)

其中λ为权重系数，可通过分支与定界算法得到。

根据图1中的功率内环，通过评估代价函数就可以得到整流器最优化矢量开关控制信号S_a、S_b、S_c。

下面通过MATLAB/Simulink仿真实验验证本发明的无电压传感器的三相电压型PWM整流器功率预测控制方法的有效性并给出仿真实现结果，给定的仿真参数如下：

系统的额定频率为50Hz，电网电源相电压为220V，负载电机的额定功率为2.2kW，电机的额定线电压为400V。

图3-5为稳态时的仿真对比图。图3中滑模观测器能够更加准确的估计出网侧电压并且估计误差大大减小。图4中，为清楚起见，将i_α的值放大了5倍，SMO-MPDPC方法下的电压和电流的相位差几乎为0，波形的正弦性和尖端波动都有所改善。图5中加入滑模观测器的功率预测控制电压波动大大减小，基本稳定在400V。

在0.6s时将电机转速由10rad/s增加到30rad/s，在1s时将电机转矩由0Nm增加到10Nm，动态变化下的仿真图如图6-9。可以看出在动态阶跃下SMO-MPDPC策略的母线电压波动小且收敛时间快，功率脉振也得到改善。

仿真实验结果证明，本发明提出的无电压传感器的三相电压型PWM整流器功率预测控制方法能够实时估计网侧电压，降低直流母线侧电压波动，改善功率脉振，具有良好的动静态性能，提高三相电压型PWM整流器无电压传感器功率预测控制系统的可靠性。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种三相电压型PWM整流器无电压传感器功率预测控制方法，其特征在于，采用滑模电压观测器取代传统方法的虚拟磁链估计模块，能够在无网侧电压传感器或者网侧电压传感器发生故障的情况下通过对网侧电压的实时估计实现功率的预测控制；

根据瞬时功率理论得到功率预测控制的瞬时功率表达式为：

其中，i_αβ(k+1)为k+1时刻的网侧电流预测值，u_αβ(k+1)为k+1时刻的电压估计值；

所述k+1时刻的网侧电流预测值i_α(k+1)、i_β(k+1)的获取过程为：首先通过电流传感器可得到k时刻的三相电流，经过Clarke坐标变换后得到两相电流i_α(k)、i_β(k)，然后在整流侧引入模型预测控制，根据三相电压型PWM整流器主电路结构，由KVL定律得到三相VSR等效回路方程为：

其中u_α、u_β为电网电动势矢量；i_α、i_β为整流器交流侧电流矢量；u_gα、u_gβ为整流器输入电压矢量；L_S为网侧滤波电抗的电感值；R_S为桥路总阻抗；

将上式离散化，可得在k+1时刻的电流预测表达式为：

其中T_S为采样周期；

所述滑模电压观测器的设计包括：开关函数的选择与滑模电压观测器模型的构建；滑模电压观测器通过网侧电流i_α(k)、i_β(k)、直流侧电压u_dc和整流器开关信号S_a、S_b、S_c估计出网侧电压；

所述开关函数的选择如下所示：

根据边界层连续控制的层面，采用Sigmoid开关切换函数代替传统的符号函数，削弱系统的高频抖振，所述的Sigmoid开关切换函数表示为：

其中，χ为一个正常数，用来调节Sigmoid函数的斜率，S函数为Sigmoid开关切换函数，网侧输入电流估算的误差定义为：

及

i_α、i_β为网侧入电流的测量值，

为网侧输入电流的估计值；

所述滑模电压观测器模型的构建如下所示：

根据三相VSR等效回路方程，则网侧输入电流的估计值

可由以下公式得到为：

根据滑模变结构控制基本理论得到非线性系统中滑模变结构控制的数学描述为：

其中，x是状态变量，u(x,t)为控制函数，S(x,t)是切换函数，u⁺(x,t)、u^-(x,t)、S(x,t)为连续函数；

根据三相VSR等效回路方程和滑模变结构控制的基本理论，可得动态误差方程为：

其中，K为滑模增益系数，S函数为Sigmoid开关切换函数；

根据滑模变结构原理，当系统到达滑模面且在滑模面上运行时，满足：

当增益K满足系统的可达性条件时，系统将在有限时间内进入滑动模态，则电网电压估计可以表示成：

根据李雅普洛夫稳定性原理，构造李雅普洛夫函数证明K值足够小于负的最小值即可确保滑模观测器收敛，与等效电阻和电感值无关；

k+1时刻的网侧电压为

ω为电网电压角频率，如果T_S足够小至忽略则有u_αβ(k+1)≈u_αβ(k)；

所述功率预测控制中，功率计算模块的有功功率p和无功功率q具体控制如下：

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