CN102623997A - 有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器实现方法 - Google Patents

有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器实现方法 Download PDF

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CN102623997A CN2012100853062A CN201210085306A CN102623997A CN 102623997 A CN102623997 A CN 102623997A CN 2012100853062 A CN2012100853062 A CN 2012100853062A CN 201210085306 A CN201210085306 A CN 201210085306A CN 102623997 A CN102623997 A CN 102623997A
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    • Y02E40/20—Active power filtering [APF]

Abstract

本发明公开一种有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器实现方法，建立在-
Figure 2012100853062100004DEST_PATH_IMAGE004
旋转坐标系下并联有源电力滤波器系统的数学模型，计算补偿电流的参考值，将模型解耦成伪线性系统，将主电路开关函数控制量作为模型的输入变量，由主电路开关函数控制量确定主电路交流侧参考电压矢量和误差电流矢量及这两个矢量所在的空间区域，选择输出电压空间矢量的双滞环脉宽调制方法以控制误差电流矢量的变化率，采用DSP芯片实现有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器；解决了系统模型中补偿电流分量的参数耦合问题，使得系统在负载参数受扰动或突变的情况下，仍能快速做出响应，并能有效降低主电路逆变器的开关频率，减少开关损耗。

Description

有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器实现方法
技术领域
本发明涉及一种有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制方法，具体是一种有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器及其实现。
背景技术
随着电力电子装置日益广泛的应用，电网负载也日趋复杂。电力负载的非线性、冲击性和不平衡的用电特性，使电网中的谐波污染日趋严重，同时也给电网带来了额外的无功负担。理想的公用电网所提供的电压应该是工频基波电压。谐波电压和谐波电流的出现，对公用电网是一种污染，它使用电设备所处的环境恶化，也给周围的通信系统和公用电网以外的设备带来危害。伴随着信息时代对电能质量的要求越来越高，对电力系统的谐波、无功电流进行滤波和补偿，已成为电力系统领域所面临的一个重大课题，受到国内外越来越多的关注。
利用有源电力滤波器进行谐波和无功补偿，是今后的一个发展趋势。有源电力滤波器是一种动态抑制谐波和补偿无功的电力电子装置，它能对频率和大小都发生变化的谐波和无功进行补偿。有源电力滤波器主电路逆变器的脉冲宽度调制技术是有源滤波器的关键技术之一，目前常用于有源滤波器的脉冲宽度调制技术主要有两类，即滞环跟踪控制和三角波比较控制。滞环跟踪控制精度较高且响应快，但开关频率不稳定，容易引起脉冲电流和开关噪声；三角波比较控制开关频率恒定，装置安全性高，但响应较慢，精度较低。此外，无差拍控制策略具有数学推导严密、跟踪无过冲、动态性能好等优点，但是在负荷扰动和非线性负荷下控制效果不好。单周控制作为一种非线性控制方法，它同时具有调制和控制的双重性，但需要快速复位的积分电路，且对负载扰动的抑制能力差。同时，上述各种控制方法都没能解决有源电力滤波器系统数学模型的非线性及参数耦合问题。
邓卫华等人在《中国电机工程学报》，25卷7号，2005年发表的“三相电压型PWM整流器状态反馈精确线性化解耦控制研究”，该文将基于精确反馈线性化的非线性控制设计方法成功应用到三相PWM整流器的精确控制上，实例证明反馈线性化方法运用到控制策略中的可行性。
发明内容
本发明提供一种有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器实现方法，其目的是可以实现并联型有源电力滤波器系统在                                                
Figure 557079DEST_PATH_IMAGE001
-
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE002
旋转坐标系下数学模型的线性化及变量的解耦，采用基于空间矢量的双滞环脉宽调制方法产生开关管的触发脉冲，使有源滤波器系统在负载参数发生扰动或突变的情况下，仍可以实现对谐波电流的快速跟踪和对直流侧电容电压的精确控制，并能有效降低逆变器的开关频率。
 本发明采用的技术方案是包括以下步骤：
（1）建立在-
Figure 627858DEST_PATH_IMAGE002
旋转坐标系下并联有源电力滤波器系统的数学模型为：
，
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE004
为有源滤波器主电路交流侧输入电感，为交流侧输入电阻，为直流侧电容，是直流侧电压，ω为基波角频率， d nd 、d nq 为旋转坐标系下的主电路开关函数控制量；v d 、v q 为旋转坐标系下电网与有源滤波器主电路交流侧连接点处的电压；i d 、i q 为旋转坐标系下有源滤波器注入电网的补偿电流；
  （2）先用一个锁相环和一个正、余弦发生电路得到与电源电压同相位的正弦信号和对应的余弦信号，将这两个信号与三相负载电流
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE008
、、一齐计算出电流分量、
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE012
，再经低通滤波器得出、的直流分量，然后计算出三相基波电流，将三相负载电流、
Figure 341737DEST_PATH_IMAGE009
、减去三相基波电流即得到谐波电流参考值
Figure 737044DEST_PATH_IMAGE013
、
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE014
、
Figure 916352DEST_PATH_IMAGE015
，最后将谐波电流参考值
Figure 129159DEST_PATH_IMAGE013
、
Figure 772630DEST_PATH_IMAGE014
、
Figure 45479DEST_PATH_IMAGE015
经过abc/dq坐标变换得到在-旋转坐标系下的补偿电流的参考值
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE016
和；
    （3）将步骤（1）所述模型解耦成伪线性系统，采用变结构PI控制方法对误差电流的变结构PI控制器调节得到伪线性系统的反馈控制变量； 
（4）将所述d nd 、d nq 作为模型的输入变量，由、
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE020
确定主电路交流侧参考电压矢量
Figure 385063DEST_PATH_IMAGE021
和误差电流矢量
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE022
及这两个矢量所在的空间区域；根据和所在的空间区域，选择输出电压空间矢量
Figure 936502DEST_PATH_IMAGE023
的双滞环脉宽调制方法以控制的变化率，对主电路开关管通断进行控制；当
Figure 312119DEST_PATH_IMAGE022
处于内外环之间时，对应的具有与
Figure 80672DEST_PATH_IMAGE022
方向相反的最小分量；当
Figure 194122DEST_PATH_IMAGE022
处于内环内部时，保持
Figure 555571DEST_PATH_IMAGE025
不变；当超出外环时，对应的
Figure 63409DEST_PATH_IMAGE026
具有与方向相反的最大分量；
（5）采用DSP芯片，通过硬件设置和软件编程，实现有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器。
 本发明在综合比较了一般有源电力滤波器控制策略的基础上，采用反馈线性化双滞环复合控制方法，将有源电力滤波器系统数学模型解耦成伪线性系统，同时为了增强系统在负载参数扰动或突变情况下的快速响应能力，采用一种新的参考电压矢量
Figure 441618DEST_PATH_IMAGE021
的判别方法，在此基础上采用基于电压空间矢量的双滞环脉宽调制方法产生了开关管的触发脉冲，并以TMS320F2812芯片为核心具体实现控制器。本发明的优点在于：
（1）将原并联型有源电力滤波器的多输入、多输出的非线性系统数学模型进行了线性化，并解决了系统模型中补偿电流分量的参数耦合问题。
（2）旋转坐标系下的主电路开关函数控制量、作为原系统模型的输入变量，可以确定主电路交流侧参考电压矢量，采用基于电压空间矢量的双滞环脉宽调制方法控制主电路开关管的通断，使得系统在负载参数受扰动或突变的情况下，仍能快速做出响应，并能有效降低主电路逆变器的开关频率，减少开关损耗，同时该复合控制方法能适应负载发生突变的情况，便于实际应用。
（3）采用了变结构PI控制器对误差电流进行调节，以得到伪线性系统的反馈控制变量，保证了反馈控制变量的稳态精度和无超调。
（4）构造了一个电压外环控制环节，通过对逆变器直流侧电容误差电压的PI调节和有功电流增量
Figure 650380DEST_PATH_IMAGE027
的反馈，实现了电容电压的稳定控制，并保证了直流侧和交流侧的能量交换。
（5）该复合控制器采用TMS320F2812 DSP芯片为核心，以全数字化控制方式实现，能实现电网谐波电流的快速补偿功能，直流侧电压稳定，使其具有运算速度快、精度高、稳定性好的特点。
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。
附图说明
图1是并联型有源电力滤波器系统原理图；
图2是
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE028
-检测方法的原理框图；
图3是参考电压矢量的区域划分；
图4是4级滞环比较器的原理图；
图5是误差电流矢量
Figure 246775DEST_PATH_IMAGE022
的空间划分；
图6是矢量
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE030
与矢量的分布图；
图7是控制器的软件主程序流程图；
图8是控制器的ADC中断子程序流程图。
具体实施方式
本发明有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器实现方法采用输入/输出精确反馈线性化方法将并联型有源电力滤波器系统数学模型解耦成伪线性系统，特别地，为了使系统能快速响应负载参数的扰动或突变，并能有效降低主电路逆变器的开关频率，旋转坐标系下的主电路开关函数控制量作为原系统模型的输入变量，可以确定主电路交流侧参考电压矢量。采用一种新的参考电压矢量
Figure 879061DEST_PATH_IMAGE021
的判别方法，基于电压空间矢量的双滞环脉宽调制方法，以产生有源滤波器主电路开关管的触发脉冲。伪线性系统的反馈控制变量通过对误差电流的变结构PI控制器的调节得到。补偿电流参考值通过基于瞬时无功功率理论的
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE032
-检测方法得到，控制策略采用TMS320F2812芯片具体实现，具体步骤如下：
（1）建立并联有源电力滤波器系统的数学模型
由并联有源电力滤波器系统的数学模型可以看出，该系统模型是一个多输入、多输出的非线性系统，补偿电流在
Figure 2930DEST_PATH_IMAGE001
-
Figure 611766DEST_PATH_IMAGE002
坐标系下的电流分量间存在着耦合关系，为得到良好的控制效果，采用输入/输出精确反馈线性化方法对该系统在
Figure 722941DEST_PATH_IMAGE001
-
Figure 733623DEST_PATH_IMAGE002
旋转坐标系下的数学模型线性化，并对补偿电流在、
Figure 735394DEST_PATH_IMAGE002
轴上的两个分量进行解耦：
如图1所示，
Figure 384681DEST_PATH_IMAGE033
、
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE034
、
Figure 249869DEST_PATH_IMAGE035
为三相电网电压，
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE036
、、
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE038
为三相电网与有源滤波器（APF）主电路交流侧连接点处的电压，
Figure 346056DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 533454DEST_PATH_IMAGE009
、
Figure 518728DEST_PATH_IMAGE010
为负载电流，、
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE040
、
Figure 273112DEST_PATH_IMAGE041
为补偿电流，
Figure 326519DEST_PATH_IMAGE013
、
Figure 103982DEST_PATH_IMAGE014
、为谐波电流参考值，，为直流侧电容，是直流侧电压， 为交流侧输入电感，为交流侧输入电阻，（k=0,1,…,7）为主电路逆变器输出的电压空间矢量。假设三相平衡
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE042
，，主电路开关元件为理想元件，其通断可用开关系数描述，则并联型有源电力滤波器系统的数学模型可写成：
其中，分别是主电路三个桥臂的开关系数，
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE046
。表1给出了主电路各工作模式对应开关系数的值，对于每一相，上管开通对应工作状态“1”，下管开通对应工作状态“0”。
表1 主电路工作模式与开关系数关系表
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE047
根据12/dq坐标变换可得到在
Figure 287882DEST_PATH_IMAGE001
-坐标系下并联型有源电力滤波器系统的数学模型为：
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE048
其中，ω为基波角频率，即d-q轴的旋转角速度；d nd 、d nq 为旋转坐标系下的开关函数控制量；v d 、v q 为旋转坐标系下电网与有源滤波器主电路交流侧连接点处的电压；i d 、i q 为旋转坐标系下有源滤波器注入电网的补偿电流。
（2）计算补偿电流参考值
如图2所示，补偿电流参考值通过基于瞬时无功功率理论的
Figure 190033DEST_PATH_IMAGE028
-
Figure 593333DEST_PATH_IMAGE029
检测方法得到：用一个锁相环（PLL））和一个正、余弦发生电路得到与电源电压
Figure 789959DEST_PATH_IMAGE049
同相位的正弦信号sinωt和对应的余弦信号-cosωt，这两个信号与三相负载电流
Figure 544288DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 218983DEST_PATH_IMAGE009
、
Figure 742369DEST_PATH_IMAGE010
一齐计算出电流分量
Figure 109896DEST_PATH_IMAGE011
、
Figure 85942DEST_PATH_IMAGE012
，再经低通滤波器（LPF）得出、的直流分量、，由此可计算出三相基波电流
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE052
、、，将三相负载电流
Figure 662286DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 160263DEST_PATH_IMAGE009
、
Figure 102549DEST_PATH_IMAGE010
减去三相基波电流即可得到谐波电流参考值、
Figure 138956DEST_PATH_IMAGE014
、
Figure 491440DEST_PATH_IMAGE015
，图2中，
Figure 371671DEST_PATH_IMAGE055
，，若需要检测谐波和无功电流之和时，只需要断开计算
Figure 747289DEST_PATH_IMAGE029
的通道即可。将检测到的谐波电流参考值
Figure 167906DEST_PATH_IMAGE013
、、经过abc/dq坐标变换可得到在
Figure 805056DEST_PATH_IMAGE001
-坐标系下的补偿电流的参考值
Figure 356440DEST_PATH_IMAGE016
和
Figure 578474DEST_PATH_IMAGE017
。
    （3）将
Figure 991000DEST_PATH_IMAGE001
-坐标系下的并联型有源电力滤波器系统数学模型解耦成伪线性系统，对补偿电流在、
Figure 764156DEST_PATH_IMAGE002
轴上的两个分量进行解耦。
①考虑有源滤波器直流侧电容电压
Figure 663979DEST_PATH_IMAGE007
保持恒定，选取系统的输入变量为系统的状态变量为 ，则系统的输出为
Figure 141545DEST_PATH_IMAGE059
，
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE060
，这样可得两输入两输出仿射非线性模型为：
；
根据输入/输出精确反馈线性化方法可知系统存在反馈变换：
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE062
；
其中
Figure 528719DEST_PATH_IMAGE063
、为系统新的控制变量，且满足：
Figure 632941DEST_PATH_IMAGE065
；
再通过局部坐标变换
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE066
，可得-
Figure 461537DEST_PATH_IMAGE002
坐标系下并联型有源电力滤波器的线性解耦系统为：
Figure 70373DEST_PATH_IMAGE067
。
②采用一种变结构PI控制方法，通过对误差电流
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE068
的变结构PI控制器的调节得到伪线性系统的反馈控制变量
Figure 181548DEST_PATH_IMAGE063
、
Figure 628448DEST_PATH_IMAGE064
，简单的变结构PI控制器变化规则可用下式表示：
Figure 596404DEST_PATH_IMAGE069
，
其中：0<
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE070
<1，为误差电流信号，
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE072
和分别为比例和积分增益的最大值，
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE074
和分别为比例和积分增益的变化速率参数。
通过调整的大小来调整
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE076
变化的速率，当误差信号较大时，控制器很容易进入饱和状态，此时应减小比例增益，以降低比例作用，但比例增益应该大于最小值，以保证整个过程中有一定的增益作用；退出饱和的过程中，为了保证其运行的快速性，则需要动态地增加比例增益；当误差信号较小时，此时系统已完全退出饱和状态，就需要增大比例增益并最后逼近最大值，从而保证系统稳态精度和无超调。
通过调整
Figure 246740DEST_PATH_IMAGE075
的大小来调整
Figure 434139DEST_PATH_IMAGE077
变化的速率，当误差信号较大时，控制器处于饱和状态，为防止响应产生振荡，应该减小积分增益，从而有利于减小超调量；而当误差较小时，控制器处于非饱和状态，则希望增大积分增益，以消除稳态误差。
③定义一等价输入变量
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE078
，通过对误差电压
Figure 357095DEST_PATH_IMAGE079
的PI调节
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE080
，实现对直流侧电容电压的稳定控制。
考虑有源滤波器工作在正常条件下，且滤波器主电路交流侧与电网连接点处的三相电压对称，则产生的有功电流增量
Figure 675261DEST_PATH_IMAGE081
（其中
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE082
为主电路交流侧与电网连接点处的单相电压峰值）与谐波检测环节中的补偿电流的参考值叠加，构成一个电压外环控制环节，实现了直流侧和交流侧的能量交换。
（4）由旋转坐标系下主电路开关函数控制量
Figure 942349DEST_PATH_IMAGE019
、
Figure 423009DEST_PATH_IMAGE020
，确定主电路交流侧参考电压矢量，采用基于电压空间矢量的双滞环脉宽调制方法产生开关管的触发脉冲：
、、为有源滤波器主电路逆变器的三相输出电压，为主电路交流侧与电网连接点处的电压矢量，为主电路逆变器输出的参考电压矢量，（k=0,1,…,7）为主电路逆变器输出的电压空间矢量，
Figure 212980DEST_PATH_IMAGE022
为三相补偿电流的误差电流矢量，则经计算分析可得如下关系式：
对于基于电压空间矢量的双滞环脉宽调制方法，为了选择合适的电压空间矢量
Figure 94665DEST_PATH_IMAGE023
以驱动逆变器开关管，首先需要确定参考电压矢量
Figure 182707DEST_PATH_IMAGE021
和误差电流矢量
Figure 387423DEST_PATH_IMAGE022
，及这两个矢量所在的空间区域。
在现有的文献中，运用于有源滤波器的基于电压空间矢量双滞环脉宽调制方法，都是首先已知经过电流检测环节的误差电流矢量，然后通过电流量判断出参考电压矢量所在的空间区域。而对于本复合控制策略，系统经过解析逆后得到旋转坐标系下的主电路开关函数控制量、，可直接对其进行计算，以确定主电路交流侧的参考电压矢量。所以不同于以往的方法，该复合控制方法的双滞环脉宽调制，先根据开关函数控制量、
Figure 676825DEST_PATH_IMAGE020
求得参考电压矢量
Figure 348809DEST_PATH_IMAGE021
，并判断出其所在的空间区域，然后采用一种近似计算的方法确定误差电流矢量。
采用一种新的参考电压矢量
Figure 205087DEST_PATH_IMAGE021
的判别方法。考虑有源滤波器在正常工作条件下运行，将主电路开关函数控制量、
Figure 206858DEST_PATH_IMAGE020
与直流侧电容电压的乘积经
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE088
变换后合成，求得参考电压矢量，其中存在关系式：
其中，、
Figure 83099DEST_PATH_IMAGE091
分别为-
Figure 255771DEST_PATH_IMAGE002
坐标系下主电路逆变器输出的参考电压在d、q轴上分量。
主电路逆变器的8组开关模式对应8个基本电压空间矢量（k=0,1,…,7），其分布如图3所示，8个基本电压空间矢量将矢量空间划分为6个三角形区域，依次记为
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE092
～Ⅵ。将三相参考电压矢量、和
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE095
投影到α-β坐标系，得到分量和，利用
Figure 575446DEST_PATH_IMAGE096
、确定参考电压矢量所在的三角形区域。
得到参考电压矢量
Figure 713800DEST_PATH_IMAGE021
后，再采用了一种将三相参考电流离散化的近似方法，求解误差电流矢量：
 
则，    
其中， 分别为误差电流的三相分量。
将
Figure 874075DEST_PATH_IMAGE100
经过3/2变换，投影到α-β坐标系，得到误差电流分量、
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE103
。设置内、外环宽度分别为、，内外环半径间距为，将误差电流矢量
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE107
、
Figure 231970DEST_PATH_IMAGE108
分别经过一个4级滞环比较器（如图4所示），输出相应的状态值 、
Figure 205743DEST_PATH_IMAGE110
，最后根据
Figure 831896DEST_PATH_IMAGE109
、
Figure 891119DEST_PATH_IMAGE110
的具体值确定误差电流所在区域，图5所示为
Figure 853313DEST_PATH_IMAGE022
的空间划分，误差电流
Figure 650368DEST_PATH_IMAGE022
的空间分布与4级滞环比较器输出值
Figure 196887DEST_PATH_IMAGE109
、 之间的关系如表2所示：
表2  Δ i 的空间分布
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE111
对于该复合控制方法，根据参考电压矢量和误差电流矢量所在的空间区域，选择合适的输出电压空间矢量控制的变化率，从而实现了对系统主电路开关管通断的控制。如图6所示，虚线所表示的矢量即为
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE112
所对应的矢量，具体方法如下：
内环控制适用于稳态，当电流误差矢量处于内外环之间时，选择应使其对应的
Figure 347749DEST_PATH_IMAGE114
具有与
Figure 665597DEST_PATH_IMAGE022
方向相反的最小分量，从而在快速跟踪的同时，限制电流变化率，以抑制电流谐波，减少了开关次数和开关损耗；当电流误差矢量处于内环内部时，应保持原有的
Figure 118576DEST_PATH_IMAGE025
不变，从而限制了功率开关管的开关频率，增加了电流控制的稳定性。外环控制适用于暂态，当电流误差矢量超出外环时，选择
Figure 103849DEST_PATH_IMAGE025
应使其对应的
Figure 849826DEST_PATH_IMAGE114
具有与
Figure 654971DEST_PATH_IMAGE022
方向相反的最大分量，以达到最快速度的跟踪，使得当负载参数受扰动或突变时，仍能快速做出响应。根据上述原则，确定最佳电压空间矢量如表3所示：
表3 最佳电压空间矢量的选择判据表
（5）以DSP芯片为核心，采用全数字化控制方案，通过硬件设置和软件编程，实现有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器：
采用合众达公司的SEED－DEC2812系统DSP芯片为核心，它集成了DSP、SRAM、A/D、PWM、UART、CAN、USB、D/A和串行EEPROM+RTC实时时钟等外设，再辅以相应的外部采样调理电路、复合控制方法的跟踪控制电路及驱动电路等。有源电力滤波器对互感器的要求比较高，本发明中采用LEM公司的LAP-58P电流互感器和LV100电压互感器，对电流和电压进行实时测量，电流互感器将主电路中的电流信号变换成小电流信号送入A/D采样调理板，信号进入调理板后先经过电阻将电流信号转变为电压信号。驱动芯片选择三菱公司的专用厚膜芯片M57926L，该芯片是N沟道大功率IGBT模块的驱动芯片，能驱动600V/400A和1400V/200A的IGBT。该复合控制器按以下步骤具体实现：
①检测三相负载电流、
Figure 2012100853062100002DEST_PATH_IMAGE117
、
Figure 399887DEST_PATH_IMAGE118
，主电路直流侧电容电压
Figure 382885DEST_PATH_IMAGE007
及三相电网与滤波器主电路交流侧连接点处的电压
Figure 342751DEST_PATH_IMAGE036
、
Figure 931995DEST_PATH_IMAGE037
、，并通过信号调理电路送至TMS320F2812的AD采样口；
②软件编程关闭DSP芯片的所有中断，对系统控制模块、外设模块进行初始化，并定义全局变量；
③通过a相过零同步信号检测电路，定位电源电压a相的过零点，以便于正弦表和余弦表的复位，将过零点检测信号送入倍频器，产生256倍频，启动ADC采样。
④由三相负载电流、直流侧电容电压的反馈值以及经过a相过零同步信号复位的正余弦表，采用基于三相电路瞬时无功功率理论的谐波电流检测方法，利用软件编程计算出谐波和无功电流的指令值，将指令值与实际补偿电流的差值通过数据总线送入变结构PI控制器，以得到伪线性系统的反馈控制量
Figure 44625DEST_PATH_IMAGE063
、。
⑤软件编程调用反馈线性化双滞环复合控制子程序，判断每一定时器中断时刻的开关模式，以控制主电路各开关管的通断。
如图7所示，本发明中控制系统软件主程序完成系统控制模块、外设模块初始化以及一些全局变量定义。其中，系统模块初始化主要包括：1）通过对PLL时钟预定标位的设置，决定PLL的倍频系数，本发明设计DSP系统频率为150MHz；2）对控制系统需要用到的各个外设时钟进行设置，包括ADC模块、EVA模块等；3）看门狗控制器的设置，当系统发生混乱时，产生看门狗复位；4）设置I/O口复用控制寄存器；5）设置中断屏蔽寄存器，使能将要用到的中断级别。外设模块初始化设置主要包括：外部中断EXINT1、ADC模数转化模块以及EVA模块的初始化。
如图8所示，TMS320F2812的模数转换模块带有一个内置采样和保持的12位的AD转换器，并具有16个模拟输入通道（ADCIN0～ADCIN15）。只要让系统信号经过信号预处理装置后接入ADC的模拟量输入通道，A/D转换启动后该模块即可自动完成模拟量到数字量的转换，程序剩下要做的工作只是访问ADC用来存储转换结果的结果寄存器（ADCRESULT0～ADCRESULT15）即可，然后依次调用计算谐波指令电流子程序和复合控制子程序，驱动主电路开关管后中断返回，等待进入下一次中断，依此循环。
根据以上所述，即可实现本发明。

Claims (1)

1. 一种有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器实现方法，其特征在于包括如下步骤：
（1）建立在                                               
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE002
-
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE004
旋转坐标系下并联有源电力滤波器系统的数学模型为：
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE006
，
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE008
为有源滤波器主电路交流侧输入电感，
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE010
为交流侧输入电阻，为直流侧电容，是直流侧电压，ω为基波角频率， d nd 、d nq 为旋转坐标系下的主电路开关函数控制量；v d 、v q 为旋转坐标系下电网与有源滤波器主电路交流侧连接点处的电压；i d 、i q 为旋转坐标系下有源滤波器注入电网的补偿电流；
  （2）先用一个锁相环和一个正、余弦发生电路得到与电源电压同相位的正弦信号和对应的余弦信号，将这两个信号与三相负载电流
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE016
、
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE018
、
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE020
一齐计算出电流分量
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE022
、，再经低通滤波器得出
Figure 273102DEST_PATH_IMAGE022
、的直流分量，然后计算出三相基波电流，将三相负载电流
Figure 369289DEST_PATH_IMAGE016
、
Figure 251794DEST_PATH_IMAGE018
、
Figure 541961DEST_PATH_IMAGE020
减去三相基波电流即得到谐波电流参考值
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE026
、、，最后将谐波电流参考值
Figure 858411DEST_PATH_IMAGE026
、
Figure 296346DEST_PATH_IMAGE028
、
Figure 654646DEST_PATH_IMAGE030
经过abc/dq坐标变换得到在-旋转坐标系下的补偿电流的参考值
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE032
和
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE034
；
    （3）将步骤（1）所述模型解耦成伪线性系统，采用变结构PI控制方法对误差电流
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE036
的变结构PI控制器调节得到伪线性系统的反馈控制变量；
（4）将所述d nd 、d nq 作为模型的输入变量，由、确定主电路交流侧参考电压矢量
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE042
和误差电流矢量
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE044
及这两个矢量所在的空间区域；根据和
Figure 311575DEST_PATH_IMAGE044
所在的空间区域，选择输出电压空间矢量
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE046
的双滞环脉宽调制方法以控制的变化率，对主电路开关管通断进行控制；当
Figure 576334DEST_PATH_IMAGE044
处于内外环之间时，对应的
Figure 2012100853062100001DEST_PATH_IMAGE052
具有与方向相反的最小分量；当处于内环内部时，保持
Figure 409533DEST_PATH_IMAGE050
不变；当
Figure 528799DEST_PATH_IMAGE044
超出外环时，
Figure 984051DEST_PATH_IMAGE050
对应的
Figure 821557DEST_PATH_IMAGE052
具有与
Figure 387667DEST_PATH_IMAGE044
方向相反的最大分量；
（5）采用DSP芯片，通过硬件设置和软件编程，实现有源电力滤波器的反馈线性化双滞环复合控制器。
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Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103107542A (zh) * 2013-03-08 2013-05-15 威胜集团有限公司 混合电力滤波器主电路
CN103532408A (zh) * 2013-09-23 2014-01-22 辽宁工程技术大学 基于电压矢量法的中压cs-apf双滞环容错控制方法
CN104052059A (zh) * 2014-06-19 2014-09-17 国家电网公司 基于模糊神经网络pid的有源电力滤波器控制方法
CN104467387A (zh) * 2014-12-01 2015-03-25 沈阳工业大学 抑制变频器共模电压的有源滤波器
CN104505838A (zh) * 2015-01-15 2015-04-08 信元瑞电气有限公司 一种具有电流快速跟踪及稳定的pwm调制方法
CN105024380A (zh) * 2014-04-28 2015-11-04 苏州华天国科电力科技有限公司 一种定时调整有源滤波器直流电压的节能控制方法
CN105743104A (zh) * 2016-04-25 2016-07-06 哈尔滨理工大学 一种无功补偿和抑制电网低次谐波电流的控制器及控制方法
CN106169754A (zh) * 2016-09-21 2016-11-30 河海大学常州校区 有源电力滤波器神经网络动态pid全局滑模控制方法
CN106208068A (zh) * 2016-09-19 2016-12-07 东南大学 一种基于扰动反馈系统的apf电流控制系统及方法
CN109358240A (zh) * 2018-09-13 2019-02-19 湖北追日电气股份有限公司 一种用于开发过程中有源电力滤波装置的数据采集方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006074905A (ja) * 2004-09-02 2006-03-16 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
CN101630842A (zh) * 2009-08-12 2010-01-20 江苏大学 有源电力滤波器的逆系统控制器的实现方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006074905A (ja) * 2004-09-02 2006-03-16 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
CN101630842A (zh) * 2009-08-12 2010-01-20 江苏大学 有源电力滤波器的逆系统控制器的实现方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
刘国海等: "基于逆系统方法有源滤波器控制策略的研究", 《电力电子技术》 *
薛文平等: "一种基于改进型ip-iq方法的有源滤波器", 《电气传动》 *

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103107542A (zh) * 2013-03-08 2013-05-15 威胜集团有限公司 混合电力滤波器主电路
CN103532408B (zh) * 2013-09-23 2016-08-17 辽宁工程技术大学 基于电压矢量法的中压cs-apf双滞环容错控制方法
CN103532408A (zh) * 2013-09-23 2014-01-22 辽宁工程技术大学 基于电压矢量法的中压cs-apf双滞环容错控制方法
CN105024380A (zh) * 2014-04-28 2015-11-04 苏州华天国科电力科技有限公司 一种定时调整有源滤波器直流电压的节能控制方法
CN104052059A (zh) * 2014-06-19 2014-09-17 国家电网公司 基于模糊神经网络pid的有源电力滤波器控制方法
CN104467387A (zh) * 2014-12-01 2015-03-25 沈阳工业大学 抑制变频器共模电压的有源滤波器
CN104505838A (zh) * 2015-01-15 2015-04-08 信元瑞电气有限公司 一种具有电流快速跟踪及稳定的pwm调制方法
CN105743104A (zh) * 2016-04-25 2016-07-06 哈尔滨理工大学 一种无功补偿和抑制电网低次谐波电流的控制器及控制方法
CN106208068A (zh) * 2016-09-19 2016-12-07 东南大学 一种基于扰动反馈系统的apf电流控制系统及方法
CN106208068B (zh) * 2016-09-19 2018-12-14 东南大学 一种基于扰动反馈系统的apf电流控制系统及方法
CN106169754A (zh) * 2016-09-21 2016-11-30 河海大学常州校区 有源电力滤波器神经网络动态pid全局滑模控制方法
CN109358240A (zh) * 2018-09-13 2019-02-19 湖北追日电气股份有限公司 一种用于开发过程中有源电力滤波装置的数据采集方法
CN109358240B (zh) * 2018-09-13 2020-09-11 湖北追日电气股份有限公司 一种用于开发过程中有源电力滤波装置的数据采集方法

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