CN110021953B - 电网电压不平衡时柔性多状态开关的直流侧电压控制方法 - Google Patents

电网电压不平衡时柔性多状态开关的直流侧电压控制方法 Download PDF

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CN110021953B CN201910355677.XA CN201910355677A CN110021953B CN 110021953 B CN110021953 B CN 110021953B CN 201910355677 A CN201910355677 A CN 201910355677A CN 110021953 B CN110021953 B CN 110021953B
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Abstract

本发明公开了一种电网电压不平衡时柔性多状态开关直流侧电压的控制方法，其步骤包括：针对柔性多状态开关多端口同时出现电网电压不平衡时，建立直流侧电压有功功率波动数学模型，在传统UdcQ控制上建立正、负序同步旋转坐标，正序则在采用传统的PI控制电压外环抑制暂态电压波动；同时将直流侧电压的二倍频波动量经过谐振控制器后变换成负序电流指令，形成谐振闭环来直接抑制直流侧电压的二倍频纹波，最后采用正、负序电流内环PI控制实现无静差控制。本发明能有效抑制消除电网电压不平衡导致的2倍频电压波动，延长电容器的使用寿命，同时避免谐波电流的产生，适用于单端口和多端口不平衡情况。

Description

电网电压不平衡时柔性多状态开关的直流侧电压控制方法
技术领域
本发明涉及一种柔性多状态开关直流侧电压的控制方法，特别是涉及一种多端口同时电网电压不平衡时的直流侧电压控制。
背景技术
伴随着风能、太阳能等分布式新能源渗透率不断提高，电网运行环境日益复杂，传统的配电网一次设备对电网控制能力严重不足。近年来，柔性多状态开关(flexiblemulti-state switch,FMSS)以其灵活的对配电网的调控能力而受到广大学者的深度关注和研究。柔性多状态软开关是安装于传统联络开关处的电力电子装置，能够快速、准确地控制自身功率流动，改变系统功率分布，进而改善整个配电系统的运行状态。FMSS电网电压的三相不平衡或馈线连接不对称负荷均会导致变流器的交换功率出现二倍频交流波动成分，从而使直流侧电压出现稳态下的周期性二倍频波动。
目前已有的方法大都只适合于单端口网络，用于抑制自身电网电压不平衡时产生的功率波动，无法应用于多端口变换器。也有部分文献提出对直流侧电压进行谐振控制，但是会产生大量的谐波电流。
直流侧电压的二倍频波动进而又会导致交流侧电流产生负序和三倍频的谐波电流。更严重的是，直流侧电压的波动不仅会影响交流侧输出的电流质量，还会给增大电容器应力，减小电容器的使用寿命。同时直流侧电压稳定是实现FMSS其他端口运行模式无缝切换的基础，其波动严重时还会导致系统振荡无法正常工作，因此需要一种有效的控制手段实现电网电压不平衡下FMSS的直流侧电压无波动控制。
发明内容
本发明是为了解决上述现有技术存在的不足之处，提出一种电网电压不平衡时柔性多状态开关的直流侧电压控制方法，以期能抑制电网不平衡时柔性多状态开关的直流侧电压波动，从而提高柔性多状态开关的稳定性和输出的电能质量。
本发明为解决技术问题采用如下技术方案：
本发明一种电网电压不平衡时柔性多状态开关的直流侧电压控制方法的特点是按如下步骤进行：
步骤1、利用式(1)建立直流侧电压功率平衡方程：
Figure GDA0002498680150000011
式(1)中：p(m)(t)为t时刻第m端口变换器的瞬时功率，m＝1,2,…M；M为柔性多状态开关的端口总数；C为直流侧等效电容；Udc为直流侧母线电压；
步骤2、在电网电压不平衡时，利用式(2)建立直流母线电压Udc与其参考值
Figure GDA0002498680150000021
的关系式：
Figure GDA0002498680150000022
式(2)：ω为电网电压的基波角频率；ε0是扰动型电压波动；
Figure GDA00024986801500000216
是2倍频周期型电压波动，ε2为2倍频周期型电压波动的幅值，
Figure GDA0002498680150000023
为2倍频周期型电压波动的初相角；
步骤3、假设在M个端口中设置第m端口变换器为UdcQ工作模式，则利用式(3)和式(4)分别得到正序电流指令值中的正序d轴电流指令值
Figure GDA0002498680150000024
和正序q轴电流指令值
Figure GDA0002498680150000025
Figure GDA0002498680150000026
Figure GDA0002498680150000027
式(3)中：Kvp、Kvi为电压外环的PI控制器比例系数、积分系数；s为时域信号；
式(4)中：
Figure GDA0002498680150000028
为UdcQ工作模式下第m端口变换器的无功功率指令值；
Figure GDA0002498680150000029
为UdcQ工作模式下第m端口电网侧电压us的正序d轴分量；
步骤4、利用式(5)得到负序电流的谐振控制器GR(s)：
Figure GDA00024986801500000210
式(5)中，
Figure GDA00024986801500000211
和
Figure GDA00024986801500000212
分别为谐振控制器GR(s)的实部和虚部；j为虚数符号，并有：
Figure GDA00024986801500000213
式(6)中，KR为谐振控制器GR(s)的谐振系数；
步骤5、利用式(7)得到2倍频的负序电流参考值
Figure GDA00024986801500000214
Figure GDA00024986801500000215
式(7)，j为虚数符号；
步骤6、建立式(8)所示的关系式：
Figure GDA0002498680150000031
式(8)中，M为负序电流参考值
Figure GDA0002498680150000032
的幅值，
Figure GDA0002498680150000033
为负序电流参考值
Figure GDA0002498680150000034
的初相角；
步骤7、建立式(10)和式(11)分别得到负序旋转坐标系下的电流参考向量
Figure GDA0002498680150000035
以及负序电流在dq轴下的指令值
Figure GDA0002498680150000036
Figure GDA0002498680150000037
Figure GDA0002498680150000038
步骤8、电网电压和电流的正负序检测：
步骤8.1、利用式(12)得到电网电压us在αβ坐标系下的正序分量
Figure GDA0002498680150000039
和负序分量
Figure GDA00024986801500000310
Figure GDA00024986801500000311
Figure GDA00024986801500000312
式(12)中，q为乘法因子，且q＝e-jπ/2；
步骤8.2、利用式(13)和式(14)得到电网电压us在正序旋转坐标下dq分量
Figure GDA00024986801500000313
和电网电压us在负序旋转坐标下dq分量
Figure GDA00024986801500000314
Figure GDA00024986801500000315
Figure GDA00024986801500000316
式(13)和式(14)中，θ为经过锁相环得到的相角；
步骤8.3、利用式(15)得到交流电流i在αβ坐标系下的正序分量
Figure GDA00024986801500000317
和负序分量
Figure GDA00024986801500000318
Figure GDA0002498680150000041
步骤8.4、利用式(16)和式(17)分别得到交流电流i在正序旋转坐标下dq分量
Figure GDA0002498680150000042
和交流电流在负序旋转坐标下dq分量
Figure GDA0002498680150000043
Figure GDA0002498680150000044
Figure GDA0002498680150000045
步骤9、根据电流前馈解耦的控制原理，利用式(18)和式(19)分别得到正序dq轴上电压指令值
Figure GDA0002498680150000046
和负序dq轴上电压指令值
Figure GDA0002498680150000047
Figure GDA0002498680150000048
Figure GDA0002498680150000049
式(18)和式(19)中：KiP、KiI为电流内环PI控制器的比例系数、积分系数；
步骤10、将正序dq轴上电压指令值
Figure GDA00024986801500000410
和负序dq轴上电压指令值
Figure GDA00024986801500000411
分别经dq-αβ的坐标变换后相加，得到αβ轴下的电压指令值
Figure GDA00024986801500000412
步骤11、按照SVPWM调制方式对αβ轴下的电压指令值
Figure GDA00024986801500000413
进行处理，得到PWM控制信号，从而利用PWM控制信号对UdcQ工作模式第m端口变换器进行控制，以实现直流侧电压波动抑制。
与已有技术相比，本发明的有益效果体现在：
1、柔性多状态开关端口电网电压不平衡时，相比于传统的电网电压不平衡控制策略用恒定有功功率控制以抑制直流侧电压波动，本发明采用直流侧电压谐振控制的方法，在负序引入谐振控制，稳定直流侧电压。传统的控制策略只适用于单端口电网不平衡，但本发明可以对多端口同时出现电网不平衡时的直流侧电压波动。同时本发明采用谐振反馈，控制性能稳定，不需要附加的硬件设备即可消除直流侧电压波动，提高柔性多状态开关运行稳定性，减小直流侧电容的充放电，提高设备的使用寿命。
2、本发明采用直流侧电压谐振控制的方法抑制直流侧电压的同时，也消除了由直流侧电压2倍频波动带来的输出电流的三次谐波电流。同时本发明通过对谐振控制器的合理设计，使得在负序旋转坐标系下电流指令值仅含有直流分量，从而避免了谐波电流的出现，使得本发明的输出电流不含谐波分量。
附图说明
图1为本发明应用的2端口柔性多状态开关的拓扑图；
图2为本发明的正序电流指令值计算的示意图；
图3a为谐振控制器
Figure GDA0002498680150000051
的伯德图；
图3b为谐振控制器
Figure GDA0002498680150000052
的伯德图；
图4为本发明的负序电流指令值计算的示意图；
图5为本发明采取的电压正、负分离原理示意图；
图6为本发明采取的电压正、负分离原理示意图；
图7a为正序电流内环控制示意图；
图7b为负序电流内环控制示意图；
图8为本发明提出的一种电网电压不平衡时的柔性多状态开关直流侧电压的控制方法的总示意图；
图9为柔性多状态开关两个端电网电压同时不平衡时直流侧电压波形图，其中0—0.2s前为传统控制方法，0.2s后采用本发明的控制策略；
图10为采用传统控制方法在电网电压不平衡时的网侧电流频谱图；
图11为采用本发明控制方法在电网电压不平衡时的网侧电流频谱图。
具体实施方式
本实施例中，一种电网电压不平衡时柔性多状态开关的直流侧电压控制方法是按如下步骤进行：
步骤1、根据图1所示的柔性多状态开关的拓扑图，可以得到如式(1)所示的直流侧电压功率平衡方程：
Figure GDA0002498680150000061
式(1)中：p(m)(t)为t时刻第m端口变换器的瞬时功率，m＝1,2,…M；M为柔性多状态开关的端口总数；C为直流侧等效电容；Udc为直流侧母线电压；
步骤2、在电网电压不平衡时，在负序电网电压的作用下p(m)(t)会产生2倍频的周期性波动分量：
Figure GDA0002498680150000062
式(2)中，
Figure GDA0002498680150000063
为第m端口的有功功率的直流分量，
Figure GDA0002498680150000064
为第m端口的有功功率2倍频正弦分量的幅值，
Figure GDA0002498680150000065
为第m端口的有功功率2倍频余弦分量的幅值，ω为电网电压的基波角频率。
由于
Figure GDA0002498680150000066
使得式(1)右侧含2倍频周期分量，从而导致直流侧电压出现2倍频周期性波动。
稳态时，
Figure GDA0002498680150000067
式(1)右侧不含直流量。但由于各端口连接的负荷投切和各端口的连接分布式电源随环境变化，部分p(m)(t)产生暂态突变，暂态下式(1)右侧直流分量不在为0，导致直流侧电压突变，产生扰动型波动。所以在电网电压不平衡时，直流侧电压有两个波动成分，分别是暂态下的波动和2倍频的周期性波动。因此利用式(3)建立直流母线电压Udc与其参考值
Figure GDA0002498680150000068
的关系式：
Figure GDA0002498680150000069
式(3)：ε0是暂态下扰动型电压波动；
Figure GDA00024986801500000610
是2倍频周期型周期性电压波动，ε2为2倍频周期型电压波动的幅值，
Figure GDA00024986801500000611
为2倍频周期型电压波动的初相角；
步骤3、假设在M个端口中设置第m端口变换器为UdcQ工作模式，在电网电压不平衡时，根据电网电压定向原则，有：
Figure GDA00024986801500000612
式(4)中：
Figure GDA00024986801500000613
为UdcQ工作模式端口逆变器的无功功率的直流分量；
Figure GDA00024986801500000614
为UdcQ工作模式端口交流侧电流i的正序d、q轴分量；
Figure GDA0002498680150000071
为UdcQ工作模式端口交流侧电流i的负序d、q轴分量；
Figure GDA0002498680150000072
为UdcQ工作模式端口电网侧电压us的正序d、q轴分量；
Figure GDA0002498680150000073
为UdcQ工作模式端口电网侧电压us的负序d、q轴分量；
由于负序分量
Figure GDA0002498680150000074
较小，结合式(4)可知，有功功率直流分量
Figure GDA0002498680150000075
受
Figure GDA0002498680150000076
控制，无功功率直流分量
Figure GDA0002498680150000077
受
Figure GDA0002498680150000078
控制，所以如图2所示，将直流侧电压反馈于正序电路
Figure GDA0002498680150000079
通过PI控制器调节将
Figure GDA00024986801500000710
从而调节
Figure GDA00024986801500000711
抑制ε0暂态下扰动型电压波动ε0。
所以可以利用式(3)和式(4)分别得到正序电流指令值中的正序d轴电流指令值
Figure GDA00024986801500000712
和正序q轴电流指令值
Figure GDA00024986801500000713
Figure GDA00024986801500000714
Figure GDA00024986801500000715
式(5)中：Kvp、Kvi为电压外环的PI控制器比例系数、积分系数；s为时域信号；
式(6)中：
Figure GDA00024986801500000716
为UdcQ工作模式下第m端口变换器的无功功率指令值；
步骤4、直流侧电压周期性波动
Figure GDA00024986801500000725
是由
Figure GDA00024986801500000724
有功功率2倍频波动分量导致，通过调节负序电流从而调节
Figure GDA00024986801500000718
从而抑制直流侧电压的2倍频周期波动。
直流侧电压周期性波动
Figure GDA00024986801500000722
为正弦信号，由内模原理可知，通过谐振控制器形成的闭环可以抑制正弦量
Figure GDA00024986801500000723
利用式(7)得到负序电流的谐振控制器GR(s)：
Figure GDA00024986801500000719
式(7)中，
Figure GDA00024986801500000720
和
Figure GDA00024986801500000721
分别为谐振控制器GR(s)的实部和虚部；j为虚数符号，并有：
Figure GDA0002498680150000081
式(8)中，KR为谐振控制器GR(s)的谐振系数；
步骤5、利用式(7)得到2倍频的负序电流参考值
Figure GDA0002498680150000082
Figure GDA0002498680150000083
由于GR(s)2ω为谐振点，对于2倍频的直流侧电压波动
Figure GDA00024986801500000824
GR(s)的增益为无穷大如图3a和图3b还所示。所以通过闭环即可消除直流侧电压波动
Figure GDA0002498680150000084
从图可以发现
Figure GDA0002498680150000085
和
Figure GDA0002498680150000086
具有带阻滤波器的功能，可以从
Figure GDA0002498680150000087
的2倍频周期分量
Figure GDA0002498680150000088
因此式(9)可以推出式(10)、式(11)。
Figure GDA0002498680150000089
步骤6、从图3a和图3b还可以看出
Figure GDA00024986801500000810
和
Figure GDA00024986801500000811
在谐振点2ω处有相同的无穷大增益，且
Figure GDA00024986801500000812
的相角偏移比
Figure GDA00024986801500000813
的相角偏移大90°。所以从式(10)得到式(11)、式(12)、式(13)：
Figure GDA00024986801500000814
Figure GDA00024986801500000815
Figure GDA00024986801500000816
式(11)、式(12)、式(13)中，M为负序电流参考值
Figure GDA00024986801500000817
的幅值；
Figure GDA00024986801500000818
为负序电流参考值
Figure GDA00024986801500000819
的初相角；
步骤7、，建立式(14)和式(15)分别得到负序旋转坐标系下的电流参考向量
Figure GDA00024986801500000820
以及负序电流在dq轴下的指令值
Figure GDA00024986801500000821
Figure GDA00024986801500000822
Figure GDA00024986801500000823
由式(15)可以得到本发明的负序电流参考值仅含直流分量，所以本发明控制下的输出不会含有谐波分量。负序电流的直流值整体计算如图4所示；
步骤8、电网电压和电流的正负序检测：
电网三相电压Us信号检测:利用霍尔电压传感器检测电压信号,经调理电路和滤波器处理后送入控制器的模数转换通道，实现对电压信号的检测；
网侧三相电流i信号检测:利用霍尔电流传感器检测电流信号,经调理电路和滤波器处理后送入控制器的模数转换通道,实现对电流信号的检测。
采用二阶广义积分器对电压电流进行正负序分量的提取。将三相静止ABC坐标系下的三相电压电流量进行Clark变化得到αβ坐标系下分量Usα、Usα、iαiα，将其经过二阶广义积分器产生的π/2相角偏移后得到qUsα、qUsα、qiαqiα，q为乘法因子，且q＝e-jπ/2；其后将两组值进行组合运算，得到电网电压电流量在αβ坐标系下的正、负序分量，最后通过park得到电网电压电流量在正负序旋转坐标系下的dq分量。其中电网电压分量分离如图5所示，电流分量分离如图6所示。
步骤8.1、利用式(16)得到电网电压us在αβ坐标系下的正序分量
Figure GDA0002498680150000091
和负序分量
Figure GDA0002498680150000092
Figure GDA0002498680150000093
Figure GDA0002498680150000094
式(16)中，q为乘法因子，且q＝e-jπ/2；
步骤8.2、利用式(17)和式(18)得到电网电压us在正序旋转坐标下dq分量
Figure GDA0002498680150000095
和电网电压us在负序旋转坐标下dq分量
Figure GDA0002498680150000096
Figure GDA0002498680150000097
Figure GDA0002498680150000098
式(17)和式(18)中，θ为经过锁相环得到的相角；
步骤8.3、利用式(19)得到交流电流i在αβ坐标系下的正序分量
Figure GDA0002498680150000099
和负序分量
Figure GDA00024986801500000910
Figure GDA0002498680150000101
步骤8.4、利用式(20)和式(21)分别得到交流电流i在正序旋转坐标下dq分量
Figure GDA0002498680150000102
和交流电流在负序旋转坐标下dq分量
Figure GDA0002498680150000103
Figure GDA0002498680150000104
Figure GDA0002498680150000105
步骤9、如图7a和图7b所示，电流内环调节器采用稳定性和鲁棒性较强的PI调节器，根据电流前馈解耦的控制原理，利用式(22)和式(23)分别得到正序dq轴上电压指令值
Figure GDA0002498680150000106
和负序dq轴上电压指令值
Figure GDA0002498680150000107
Figure GDA0002498680150000108
Figure GDA0002498680150000109
式(22)和式(23)中：KiP、KiI为电流内环PI控制器的比例系数、积分系数；
步骤10、正序dq轴上电压指令值
Figure GDA00024986801500001010
和负序dq轴上电压指令值
Figure GDA00024986801500001011
分别经dq-αβ的坐标变换后相加即得到αβ轴下的电压指令值
Figure GDA00024986801500001012
步骤11、按照SVPWM调制方式对αβ轴下的电压指令值
Figure GDA00024986801500001013
进行处理，得到PWM控制信号，从而利用PWM控制信号对UdcQ工作模式第m端口变换器进行控制，以实现直流侧电压波动抑制。
最终整体的控制策略如图8所示，正序外环采用传统PI控制，抑制直流侧电压扰动型波动，负序采取谐振控制，抑制2倍频的周期波动，然后将外环得到的电流参考信号做PI控制，经过坐标变换后，得到最终的调制信号。由此来控制UdcQ端口变换器，实现电网电压不平衡下柔性多状态开关的直流侧电压纹波的抑制。
结合附图9，可以看出在电网不平衡时，传统控制模式下柔性多状态开关的直流侧电压存在着较大的2倍频波动。这种2倍频波动将导致直流侧电容频繁充放电，对电容的使用寿命有严重的危害，同时影响系统的稳定性。在使用本发明的正负序双环控制直流侧电压控制策略后，不仅对UdcQ模式下1端口电压不平衡产生有功功率2倍频波动导致的电压2倍频波动有效抑制消除，对于PQ模式下的2端口电压不平衡导致的直流侧电压2倍频波动也可以消除。发明提高了柔性多状态开关的设备使用寿命和系统稳定性。
结合附图10和图11，电网侧电流频谱分析图可以看出，本发明在抑制直流侧电压2倍频波动的同时，有效的抑制了由于直流侧电压波动导致的网侧3次谐波电流。从频谱分析中，电流三次谐波分量也从5.11％下降至0.11％，THD从5.23％下降到0.50％。

Claims (1)

1.一种电网电压不平衡时柔性多状态开关的直流侧电压控制方法，其特征是按如下步骤进行：
步骤1、利用式(1)建立直流侧电压功率平衡方程：
Figure FDA0002498680140000011
式(1)中：p(m)(t)为t时刻第m端口变换器的瞬时功率，m＝1,2,…M；M为柔性多状态开关的端口总数；C为直流侧等效电容；Udc为直流侧母线电压；
步骤2、在电网电压不平衡时，利用式(2)建立直流母线电压Udc与其参考值
Figure FDA0002498680140000012
的关系式：
Figure FDA0002498680140000013
式(2)：ω为电网电压的基波角频率；ε0是扰动型电压波动；
Figure FDA0002498680140000014
是2倍频周期型电压波动，ε2为2倍频周期型电压波动的幅值，
Figure FDA0002498680140000015
为2倍频周期型电压波动的初相角；
步骤3、假设在M个端口中设置第m端口变换器为UdcQ工作模式，则利用式(3)和式(4)分别得到正序电流指令值中的正序d轴电流指令值
Figure FDA0002498680140000016
和正序q轴电流指令值
Figure FDA0002498680140000017
Figure FDA0002498680140000018
Figure FDA0002498680140000019
式(3)中：Kvp、Kvi为电压外环的PI控制器比例系数、积分系数；s为时域信号；
式(4)中：
Figure FDA00024986801400000110
为UdcQ工作模式下第m端口变换器的无功功率指令值；
Figure FDA00024986801400000111
为UdcQ工作模式下第m端口电网侧电压us的正序d轴分量；
步骤4、利用式(5)得到负序电流的谐振控制器GR(s)：
Figure FDA00024986801400000112
式(5)中，
Figure FDA00024986801400000113
和
Figure FDA00024986801400000114
分别为谐振控制器GR(s)的实部和虚部；j为虚数符号，并有；
Figure FDA00024986801400000115
式(6)中，KR为谐振控制器GR(s)的谐振系数；
步骤5、利用式(7)得到2倍频的负序电流参考值
Figure FDA0002498680140000021
Figure FDA0002498680140000022
式(7)，j为虚数符号；
步骤6、建立式(8)所示的关系式：
Figure FDA0002498680140000023
式(8)中，M为负序电流参考值
Figure FDA0002498680140000024
的幅值，
Figure FDA0002498680140000025
为负序电流参考值
Figure FDA0002498680140000026
的初相角；
步骤7、建立式(10)和式(11)分别得到负序旋转坐标系下的电流参考向量
Figure FDA0002498680140000027
以及负序电流在dq轴下的指令值
Figure FDA0002498680140000028
Figure FDA0002498680140000029
Figure FDA00024986801400000210
步骤8、电网电压和电流的正负序检测：
步骤8.1、利用式(12)得到电网电压us在αβ坐标系下的正序分量
Figure FDA00024986801400000211
和负序分量
Figure FDA00024986801400000212
Figure FDA00024986801400000213
Figure FDA00024986801400000214
式(12)中，q为乘法因子，且q＝e-jπ/2；
步骤8.2、利用式(13)和式(14)得到电网电压us在正序旋转坐标下dq分量
Figure FDA00024986801400000215
和电网电压us在负序旋转坐标下dq分量
Figure FDA00024986801400000216
Figure FDA00024986801400000217
Figure FDA00024986801400000218
式(13)和式(14)中，θ为经过锁相环得到的相角；
步骤8.3、利用式(15)得到交流电流i在αβ坐标系下的正序分量
Figure FDA0002498680140000031
和负序分量
Figure FDA0002498680140000032
Figure FDA0002498680140000033
步骤8.4、利用式(16)和式(17)分别得到交流电流i在正序旋转坐标下dq分量
Figure FDA0002498680140000034
和交流电流在负序旋转坐标下dq分量
Figure FDA0002498680140000035
Figure FDA0002498680140000036
Figure FDA0002498680140000037
步骤9、根据电流前馈解耦的控制原理，利用式(18)和式(19)分别得到正序dq轴上电压指令值
Figure FDA0002498680140000038
和负序dq轴上电压指令值
Figure FDA0002498680140000039
Figure FDA00024986801400000310
Figure FDA00024986801400000311
式(18)和式(19)中：KiP、KiI为电流内环PI控制器的比例系数、积分系数；
步骤10、将正序dq轴上电压指令值
Figure FDA00024986801400000312
和负序dq轴上电压指令值
Figure FDA00024986801400000313
分别经dq-αβ的坐标变换后相加，得到αβ轴下的电压指令值
Figure FDA00024986801400000314
步骤11、按照SVPWM调制方式对αβ轴下的电压指令值
Figure FDA00024986801400000315
进行处理，得到PWM控制信号，从而利用PWM控制信号对UdcQ工作模式第m端口变换器进行控制，以实现直流侧电压波动抑制。
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