CN102593851A - 基于功率指令补偿的不平衡电网电压下pwm整流器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电网电压不平衡下的三相PWM整流器控制技术，属于电力电子技术领域。在静止坐标系下，通过采样整流器直流侧电压、电网电压和电网电流，利用整流器交流侧电压和电网电压以及它们的延迟信号，得到有功和无功功率给定补偿值。该补偿值加上原有的基于电网电压平衡下的功率给定值，作为最终的功率给定值，然后采用预测直接功率控制的方法，得到整流器交流侧电压的指令值，进一步通过SVPWM分解得到六个开关管的驱动信号。本发明所述方法无需旋转坐标变换，很容易集成到已有的平衡电网电压下的控制方法中。本发明具有计算量小、容易实现、鲁棒性好等特点，可以在消除直流电压脉动的同时减小网侧电流的谐波畸变。

Description

基于功率指令补偿的不平衡电网电压下PWM整流器控制方法

技术领域

本发明涉及三相电压型PWM整流器的控制方法，尤其涉及电网电压不平衡下的PWM整流器控制方法，属于电力电子技术领域。

背景技术

实际电网电压通常是不平衡的，包括幅值不平衡和相位不平衡。按照理想平衡电网条件下的控制策略对PWM整流器进行控制时，会导致网侧电流出现大量谐波，直流侧输出电压产生波动，影响系统性能。为此世界各国学者对电网电压不平衡下的PWM整流器控制进行了研究，以期实现恒定直流电压输出，减小网侧电流的谐波，同时尽量保持网侧平均功率因数为0。已有的方法中，如《Dual current control scheme for PWM conver ter under unbalanced inputvoltage conditions》，通常需要对电网电压、电网电流和整流器电压进行正负序分解，然后在双旋转坐标系上通过PI对电流进行控制，这使得控制系统十分复杂。还有一些控制方法虽然无需正负序分解，但需要旋转坐标变换，如中国专利CN200810007259.3。为了简化控制系统，目前也有一些方法被提出来以消除旋转变换或者PI，但同时又引入了较复杂的滤波器，如中国专利CN200910089671.9，或者需要精确知道电感参数，如文献《Control of Three-PhaseBoost-Type PWM Rectifier in Stationary Frame Under Unbalanced Input Voltage》。目前尚没有较好的方法能够同时满足：1)完全在静止坐标上实现；2)无需滤波器等复杂信号处理算法；3)容易与已有的平衡电网下的PWM整流器控制方法集成。因此，需要开发出一种简单有效的方法，能够很容易集成到已有的平衡电网下PWM整流器控制方法中，从而提高系统对不平衡电网情况下的适应性，满足实际运行需求。

发明内容

本发明旨在通过对现有的PWM整流器直接功率控制方法中的功率指令进行补偿，从而可以增强对电网电压不平衡的适应性，包括消除直流输出电压脉动，减小网侧电流的谐波，达到和平衡电网下类似的运行效果。

本发明所采用的技术方案如下：

一种基于功率指令补偿的不平衡电网电压下PWM整流器控制方法，其步骤包括：

步骤1：电网侧电压通过3/2变换得到在静止两相αβ坐标上的电压信号e_α，e_β；在忽略死区等非线性因素下，整流器交流侧电压可以通过输入SVPWM的电压指令直接得到为u_α，u_β；e_α，e_β和u_α，u_β进一步通过1/4周期延迟函数得到e′_α，e′_β和u′_α，u′_β；

步骤2：将给定直流电压减去PWM整流器输出直流电压得到的误差信号进入PI调节器，PI调节器的输出乘以PWM整流器直流侧电压得到初始有功功率给定P^ref0；初始无功功率给定Q^ref0设为零；

步骤3：根据步骤2得到的初始有功和无功功率给定，和步骤1得到的网侧电压和整流器交流侧电压及其延迟信号，可以解析计算得到有功功率指令补偿值P^comp和无功功率补偿值Q^comp。

步骤4：步骤2中的初始有功和无功功率给定加上步骤3中的有功和无功功率补偿值，即为考虑了电网电压不平衡情况下的最终功率指令，作为PWM整流器控制的功率给定输入；

步骤5：根据步骤4获得的最终功率指令，采用已有的功率控制方法，如基于矢量表的直接功率控制或预测直接功率控制等，得到整流器的交流侧指令电压，进一步PWM分解得到开关器件的驱动信号。

本发明具有如下特点和优势：

(1)功率指令补偿值的获得是基于静止两相坐标系，无需传统方法中的多次同步旋转坐标变换和正负序分量的分解；配台已有的基于静止坐标实现的平衡电网下的控制方法，可以使整个控制系统在静止坐标下实现而无需旋转坐标变换；

(2)功率指令补偿值只需要网侧电压、整流器交流侧电压和初始功率给定等信息，无需网侧电流和电感参数，因此对对系统参数扰动具有鲁棒性；

(3)功率指令补偿在控制系统的最外环实现，可以很容易和已有的功率控制方法进行集成，从而扩展其在不平衡电网电压下的运行性能，具有扩展性好、简单有效、易于实施等优点。

附图说明

图1是三相PWM整流器系统硬件结构图；

图2是基于功率指令补偿的不平衡电网电压下的PWM整流器控制框图；

图3是未采用功率指令补偿时在电网电压不平衡下的网侧电压、电流和整流器直流侧电压的仿真结果；

图4是采用功率指令补偿时在电网电压不平衡下的网侧电压、电流和整流器直流侧电压的仿真结果。

具体实施方式

以下结合附图对本发明进行进一步说明，其中电压指令矢量生成环节以预测直接功率控制为例，但只是用于解释本发明，而本非用于限定本发明的范围：

图1为本发明的硬件电路结构图，包括三相电压源、三相滤波电感(图中R为等效电阻)、整流桥主电路、直流侧电容、负载、电压电流采样电路、DSP控制器和驱动电路。电压电流采样电路利用电压霍尔传感器和电流霍尔传感器分别采集三相网侧交流电压、交流电流和整流器直流侧电压，经过信号调理电路后进入DSP控制器转换为数字信号。DSP控制器完成本发明所提出方法的运算，输出六路PWM脉冲，然后经过驱动电路后得到整流器的六个开关管的最终驱动信号。

图2为本发明的控制原理框图，该控制方法在图1的DSP控制器上按照如下步骤依次实现：

步骤1：三相电网侧电压和电流通过3/2变换得到在静止两相αβ坐标上的电压信号e_α，e_β和电流信号i_α，i_β，具体表示为：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

整流器交流侧电压u_α，u_β直接从SVPWM的输入电压指令得到；e_α，e_β和u_α，u_β进一步通过延迟1/4周期得到e′_α，e′_β和u′_α，u′_β，具体表示为：

$e_{\mathrm{\α}}^{\′}\left(t\right)=e_{\mathrm{\α}}(t-\frac{T}{4})$

$e_{\mathrm{\β}}^{\′}\left(t\right)=e_{\mathrm{\β}}(t-\frac{T}{4})$

$u_{\mathrm{\α}}^{\′}\left(t\right)=u_{\mathrm{\α}}(t-\frac{T}{4})$

$u_{\mathrm{\β}}^{\′}\left(t\right)=u_{\mathrm{\β}}(t-\frac{T}{4})$

其中T为一个工频周期，对于50Hz电网来说为0.02s.

步骤2：给定直流电压

与PWM整流器直流侧电压U_dc之差经过PI调节器并乘上U_dc得到有功功率初始给定值为P^ref0，具体表示为

(k_n和k_i分别为PI调节器中的比例增益和积分增益)；无功功率的初始给定值Q^ref0设为零；

步骤3：根据步骤1得到的网侧电压和整流器交流侧电压及其延迟信号，和步骤2得到的初始有功和无功功率给定，可以得到有功功率指令补偿值P^comp和无功功率补偿值Q^comp分别为：

$P^{\mathrm{comp}}=[(e_{\mathrm{\α}}^2+e_{\mathrm{\β}}^2-{e_{\mathrm{\α}}^{\′}}^2-{e_{\mathrm{\β}}^{\′}}^2)(u_{\mathrm{\α}}{u}_{\mathrm{\β}}^{\′}-u_{\mathrm{\β}}{u}_{\mathrm{\α}}^{\′})-(u_{\mathrm{\α}}^2-u_{\mathrm{\β}}^2+{u_{\mathrm{\α}}^{\′}}^2-{u_{\mathrm{\β}}^{\′}}^2)(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}+e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′})+2(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}^{\′}{e}_{\mathrm{\β}})(u_{\mathrm{\α}}{u}_{\mathrm{\β}}+u_{\mathrm{\α}}^{\′}{u}_{\mathrm{\β}}^{\′})]P^{\mathrm{ref}0}/\mathrm{\Δ}$

$Q^{\mathrm{comp}}=[2e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′}(u_{\mathrm{\α}}^2+{u_{\mathrm{\α}}^{\′}}^2)+2e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}(u_{\mathrm{\β}}^2+{u_{\mathrm{\β}}^{\′}}^2)+2(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}+e_{\mathrm{\α}}^{\′}{e}_{\mathrm{\β}})(u_{\mathrm{\α}}{u}_{\mathrm{\β}}+u_{\mathrm{\α}}^{\′}{u}_{\mathrm{\β}}^{\′})]P^{\mathrm{ref}0}/\mathrm{\Δ}$

其中 $\mathrm{\Δ}=(u_{\mathrm{\α}}{u}_{\mathrm{\β}}^{\′}-u_{\mathrm{\β}}{u}_{\mathrm{\α}}^{\′})(e_{\mathrm{\α}}^2+e_{\mathrm{\β}}^2+{e_{\mathrm{\α}}^{\′}}^2+{e_{\mathrm{\β}}^{\′}}^2)+(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′})(u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2+{u_{\mathrm{\α}}^{\′}}^2+{u_{\mathrm{\β}}^{\′}}^2)$

步骤4：PWM整流器的最终有功指令P^ref和无功指令Q^ref为步骤2中的初始有功和无功功率与步骤3中的有功和无功功率补偿值之和，表示为P^ref＝P^ref0+P^comp，Q^ref＝Q^ref0+Q^comp。P^ref和Q^ref即为考虑了电网电压不平衡下的功率指令。

步骤5：根据步骤4得到的最终功率指令，可以得到基于预测直接功率控制的整流器交流侧指令电压值为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-\frac{2L}{3T_s}\left[\begin{array}{cc}{e}_{\mathrm{\α}}& e_{\mathrm{\β}}\\ e_{\mathrm{\β}}& -e_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{P}^{\mathrm{ref}}& -P\\ Q^{\mathrm{ref}}& -Q\end{array}\right]$

其中L为整流器交流侧的每相输入电感，T_s为采样周期，P和Q分别为根据三相网侧电压和电流计算得到的实际有功和无功功率，用公式表示为：

$\left[\begin{array}{c}P\\ Q\end{array}\right]=\frac{3}{2}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\α}}+i_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\β}}\\ i_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}-i_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]$

u_α和u_β进一步通过SVPWM分解得到PWM整流器中六个开关器件的驱动信号。

本发明所提出方法的有效性可以通过对比图3和图4所示的仿真结果得出，二者测试条件完全相同，区别仅在于图3中未采用功率指令补偿，而图4则采用了本发明所提出的功率指令补偿。图3中从上至下波形依次为整流器直流侧电压、网侧电压和网侧电流，电网电压在0.02s时开始不对称，相应的直流母线电压产生2倍频的交流脉动，网侧电流也发生了畸变。在采用本发明所提的功率指令补偿方法后，直流母线电压波动得到了抑制，同时网侧电流的畸变也被消除，是不平衡但正弦的波形。

Claims (3)

1.一种基于功率指令补偿的不平衡电网电压下PWM整流器控制方法，其特征在于包括如下步骤：

步骤A：根据采样电网电压和整流器交流侧电压以及初始功率给定，计算得到功率补偿信号和最终功率给定；

步骤B：根据最终功率给定，通过预测直接功率控制来得到整流器交流侧电压指令值，然后通过SVPWM分解得到开关管的驱动信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述步骤A包括：

利用电压LEM传感器和电流LEM传感器采样整流器直流侧电压、电网侧电压和电网电流，然后通过3/2变换得到在静止两相αβ坐标上的电压信号e_α，e_β；

整流器交流侧电压u_α，u_β直接从SVPWM的输入电压指令得到；整流器交流侧电压和电网侧电压延迟1/4周期后得到其延迟信号分别为e′_α，e′_β和u′_α，u′_β；

给定直流电压与PWM整流器直流侧电压之差经过PI调节器并乘上直流侧电压得到有功功率初始给定值P^ref0；无功功率的初始给定值Q^ref0设为零；

利用网侧电压和整流器交流侧电压及其延迟信号，结合初始有功和无功功率给定，可以解析计算得到有功功率指令补偿值P^comp和无功功率补偿值Q^comp为：

$P^{\mathrm{comp}}=[(e_{\mathrm{\α}}^2+e_{\mathrm{\β}}^2-{e_{\mathrm{\α}}^{\′}}^2-{e_{\mathrm{\β}}^{\′}}^2)(u_{\mathrm{\α}}{u}_{\mathrm{\β}}^{\′}-u_{\mathrm{\β}}{u}_{\mathrm{\α}}^{\′})-(u_{\mathrm{\α}}^2-u_{\mathrm{\β}}^2+{u_{\mathrm{\α}}^{\′}}^2-{u_{\mathrm{\β}}^{\′}}^2)(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}+e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′})+2(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}^{\′}{e}_{\mathrm{\β}})(u_{\mathrm{\α}}{u}_{\mathrm{\β}}+u_{\mathrm{\α}}^{\′}{u}_{\mathrm{\β}}^{\′})]P^{\mathrm{ref}0}/\mathrm{\Δ}$

$Q^{\mathrm{comp}}=[2e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′}(u_{\mathrm{\α}}^2+{u_{\mathrm{\α}}^{\′}}^2)+2e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}(u_{\mathrm{\β}}^2+{u_{\mathrm{\β}}^{\′}}^2)+2(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}+e_{\mathrm{\α}}^{\′}{e}_{\mathrm{\β}})(u_{\mathrm{\α}}{u}_{\mathrm{\β}}+u_{\mathrm{\α}}^{\′}{u}_{\mathrm{\β}}^{\′})]P^{\mathrm{ref}0}/\mathrm{\Δ}$

其中 $\mathrm{\Δ}=(u_{\mathrm{\α}}{u}_{\mathrm{\β}}^{\′}-u_{\mathrm{\β}}{u}_{\mathrm{\α}}^{\′})(e_{\mathrm{\α}}^2+e_{\mathrm{\β}}^2+{e_{\mathrm{\α}}^{\′}}^2+{e_{\mathrm{\β}}^{\′}}^2)+(e_{\mathrm{\α}}{e}_{\mathrm{\β}}^{\′}-e_{\mathrm{\β}}{e}_{\mathrm{\α}}^{\′})(u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2+{u_{\mathrm{\α}}^{\′}}^2+{u_{\mathrm{\β}}^{\′}}^2)$

有功/无功功率补偿值加上有功/无功功率初始给定值，得到最终的考虑了电网电压不平衡后有功/无功功率指令给定。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述步骤B包括：

基于PWM整流器的数学模型，根据最终功率指令，利用预测直接功率控制可以解析计算得到整流器交流侧指令电压值；

整流器交流侧指令电压值进一步通过SVPWM分解得到PWM整流器中六个开关器件的驱动信号。

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