CN104135172B - 一种单相系统无锁相环瞬时功率计算及无锁相环频率补偿算法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单相系统无锁相环瞬时功率计算及无锁相环频率补偿算法，主要包括单相无锁相环功率计算03及频率补偿矩阵分量计算05两个部分，仅通过本地正余弦信号01，数字滤波器及简单的运算即可实现单相系统的瞬时功率计算，及频率补偿矩阵分量计算，无需使用锁相环，降低了锁相环的设计难度，进而降低软硬件设计难度。

Description

一种单相系统无锁相环瞬时功率计算及无锁相环频率补偿算法

技术领域

本发明涉及电力电子与电力传动领域中单相PWM变流器(包含脉冲整流器，PWM逆变器)控制系统设计与制造领域。

背景技术

单相脉冲整流器具有能量可双向流动，网侧电压、电流保持单位功率因数，直流侧电压恒定等优点，故而被广泛应用于大功率牵引传动系统。目前，单相整流器控制算法主要包括间接电流控制，滞环电流控制，瞬态电流控制及dq轴电流解耦控制。

为了提高整流器的控制精度及动态性能，提出了适用于三相整流器的直接功率控制算法，该算法以瞬时功率理论为基础，直接控制有功功率和无功功率，使脉冲整流器达到网侧单位功率因数、直流侧电压恒定等性能指标。传统的直接功率控制算法采用滞环开关表控制有功和无功功率，响应速度快，但其开关频率不固定，谐波分布不规律，不利于网侧滤波器设计，故而实际系统中很少采用该算法；对此，提出了基于模型预测的直接功率控制算法，该算法实现了定频直接功率控制，然而增加了算法复杂度，并且需要较高的采样频率才能获得良好的控制效果。对此，提出了结合内环PI功率解耦控制算法与SVPWM的直接功率控制算法，该算法不但实现了定频直接功率控制，而且降低了控制器的采样频率。

上述算法均以三相整流器为研究对象，针对轨道交通等行业中使用的单相脉冲整流器直接功率控制领域，国内外鲜有学者研究，针对单相脉冲整流器的直接功率控制，需要对单相系统的瞬时功率进行计算，并建立直接功率模型。对此，提出用微处理器采集网侧电压电流信号，储存并延迟得到与网侧电压、电流正交的虚拟网侧电压电流信号，用以计算单相系统的瞬时功率，然而该算法占用了过多的存储器空间，同时当电压电流突变时，不能精确的计算瞬时功率。为实现单相脉冲整流器直接功率控制，需要网侧电压锁相环，然而单相系统的网压锁相较为困难，一般需要通过虚拟与网压正交的信号以实现单相系统锁相或者采用硬件锁相，故而单相系统网压锁相环增加了系统复杂度与软硬件设计难度。

发明内容

本发明的目的是在不需要网侧电压锁相环的情况下，计算单相系统瞬时功率，并实现无锁相环非同步旋转系的坐标变换，进而实现单相系统的直接功率控制。该算法提高了目前单相脉冲整流器瞬时功率计算精度，实现了网侧电压畸变情况下的基波功率计算，降低了程序设计难度，具有着良好的动态和稳态性能。

本发明实现其发明目的是通过如下技术方案实现的。

一种单相工频系统无锁相环瞬时功率计算及无锁相环频率补偿算法，在无需要锁相环信号情况下，单相瞬时功率算法以及频率补偿算法生成开关控制信号，完成单相脉冲整流器的控制，包含以下步骤：

首先，通过单相无锁相环功率计算03将网压和网侧电流分别与本地正余弦信号相乘，其结果经低通滤波器或带阻滤波器得到低频信号，将所得信号按照式(1)计算，得到瞬时有功功率P和无功功率Q；

$\left\{\begin{array}{c}P=2(u_{\mathrm{LFd}}{i}_{\mathrm{LFd}}+u_{\mathrm{LFq}}+i_{\mathrm{LFq}})\\ Q=2(u_{\mathrm{LFq}}{i}_{\mathrm{LFd}}-u_{\mathrm{LFd}}{i}_{\mathrm{LFq}})\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中：u_LFd为网压信号与本地正弦信号相乘后经低通滤波后的数值；u_LFq为网压信号与本地余弦信号相乘后经低通滤波后的数值；i_LFd为网侧电流信号与本地正弦信号相乘后经低通滤波或带阻滤波器后的数值；i_LFq为网侧电流信号与本地余弦信号相乘后经低通滤波或带阻滤波器后的数值；

然后，通过网压幅值计算04将网压信号与本地正余弦信号分别相乘经低通滤波后，并将所得结果求取算数平方根，及根据式(2)计算得到网压幅值信号：

$u_m=2\sqrt{u_{\mathrm{LFd}}^2+u_{\mathrm{LPq}}^2}---\left(2\right)$

其次，将计算所得瞬时有功功率和无功功率，网压幅值经直接功率控制07，计算得到调制信号在d-q坐标系下的分量；

最后，通过频率补偿矩阵分量计算05将网侧电压信号与本地正余弦信号分别相乘，所得结果经低通滤波后得到频率补偿矩阵分量；将频率补偿分量和网压幅值信号结合生成频率补偿矩阵C_u，如式(3)所示：

$C_u=\frac{2}{u_m}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{LFd}}& u_{\mathrm{LFq}}\\ -u_{\mathrm{LFq}}& u_{\mathrm{LFd}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

本地正余弦信号构成工频坐标变换矩阵C，如式(4)所示：

其中ω₀为工频角频率，为初始相位差；

将两矩阵相乘得到无锁相环非同步旋转坐标变换矩阵，进而将直接功率控制07计算所得调制信号在d-q坐标系下的分量转换为α-β坐标系下的分量；最后空间矢量脉宽调制模块将制信号的α-β坐标系下的分量进行调制，生成开关控制信号，完成单相脉冲整流器的一次控制。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、采用单相无锁相环瞬时功率计算算法，有效的计算了单相系统的瞬时有功功率和无功功率，精度更高，算法更简单，占用存储器的空间更小。

二、采用无锁相环非同步旋转坐标变换，取消了网侧电压锁相环，降低了算法复杂度，实现了旋转坐标系向静止坐标系的变换。

三、采用无锁相环功率计算算法，在网侧电压发生过大畸变情况下仍可以有效计算基波有功和无功功率，故采用该算法，可实现网侧电压大畸变情况下的直接功率控制。

四、该算法的可移植性强，在单相系统和三相系统中，涉及工频功率计算，工频坐标变换的算法中均可采用该算法，有极强的通用性。

附图说明

图1单相无锁相环直接功率控制系统功能划分框图。

图2单相无锁相环功率计算框图。

图3频率补偿矩阵分量计算框图。

图4网压幅值计算框图。

图5无锁相环非同步旋转坐标变换算法框图。

图6网压注入谐波时，单相三电平整流器的稳态电压电流波形。

图7单相三电平整流器的负载突变电压电流波形。

图8单相三电平整流器的有功功率给定突变电压电流波形。

具体实施方式

图1示出，单相无锁相环直接功率控制系统功能划分框图。整个系统可分为本地正余弦信号计算01，网侧电压电流采集02、单相无锁相环功率计算03、网压幅值计算04、频率补偿矩阵分量计算05、频率补偿矩阵06、直接功率控制07、空间矢量脉宽调制08、电压PI外环控制09，工频坐标变换10十个部分。其中主要部分的具体内容为：

(1)本地正余弦信号计算01

通过微控制器的定时中断，以控制周期或采样周期发出与工频角频率相等的正余弦信号，为单相无锁相环功率计算03、网压幅值计算04、频率补偿矩阵分量计算05、无锁相环非同步旋转坐标变换06提供输入量，以实现相应计算。

(2)单相无锁相环功率计算03

对输入的网侧电压，电流信号，以及本地正弦余弦信号进行处理和运算，实现单相系统的无锁相环瞬时有功功率和无功功率的计算。

(3)网压幅值计算04

对输入的网侧电压，以及本地正余弦信号进行处理和运算，实现单相系统的瞬时网压幅值计算。

(4)频率补偿矩阵分量计算05

对输入的网侧电压，以及本地正余弦信号进行处理和运算，得到频率补偿矩阵分量，进而实现无锁相环非同步旋转坐标变换。

(5)频率补偿矩阵06

以频率补偿矩阵分量计算模块05的输出量及网压幅值计算04的输出量构成频率补偿矩阵，与本地正余弦信号构成的工频矩阵结合，构成无锁相环非同步旋转坐标变换，进而对直接功率控制07计算所得调制信号的d-q轴的坐标分量进行变换，将其变换到α-β坐标系内。

图2示出，单相无锁相环功率计算算法框图。将网侧电压信号与本地正余弦信号分别相乘，经低通滤波器(LPF)得到低频分量u_FLd，u_FLq；将网侧电流信号与本地正余弦信号分别相乘，经低通滤波器(LPF)或陷波器(NF)得到低频分量i_FLd，i_FLq；对所得电压电流的低频分量按照图2所示公式进行计算即可得到工频瞬时有功和无功功率。

图3示出，频率补偿矩阵分量计算算法框图。将网侧电压信号与本地正余弦信号分别相乘，经低通滤波器得到低频分量u_FLd，u_FLq；该低频分量即为频率补偿矩阵分量，结合网压幅值信号可形成频率补偿矩阵。

图4示出，网压幅值计算算法框图。将网侧电压信号与本地正余弦信号分别相乘，经低通滤波器得到低频分量u_FLd，u_FLq；对所得电压的低频分量按照图3所示公式进行计算即可得到网压幅值信号。

图5示出，无锁相环非同步旋转坐标变换算法框图。将由本地正余弦信号组合形成的工频矩阵与由图3所求得的频率补偿矩阵，组合得到无锁相环非同步旋转坐标变换矩阵。通过该矩阵即可将调制波在dq坐标系内的坐标分量转换为αβ坐标系内的坐标分量。

结合图1-图5即可完成单相整流器无锁相环直接功率控制。

在不脱离本发明思想的情况下，本领域技术人员在不偏离本发明的范围和精神的情况下，对其进行的关于形式和细节的种种显而易见的修改或变化均应落在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种单相工频系统无锁相环瞬时功率计算及无锁相环频率补偿算法，在无需要锁相环信号情况下，单相瞬时功率算法以及频率补偿算法生成开关控制信号，完成单相脉冲整流器的控制，包含以下步骤：

首先，通过单相无锁相环功率计算03将网压和网侧电流分别与本地正余弦信号相乘，其结果经低通滤波器或带阻滤波器得到低频信号，将所得信号按照式(1)计算，得到瞬时有功功率P和无功功率Q；

$\left\{\begin{array}{c}P=2(u_{LFd}{i}_{LFd}+u_{LFq}{i}_{LFq})\\ Q=2(u_{LFq}{i}_{LFd}-u_{LFd}{i}_{LFq})\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中：u_LFd为网压信号与本地正弦信号相乘后经低通滤波后的数值；u_LFq为网压信号与本地余弦信号相乘后经低通滤波后的数值；i_LFd为网侧电流信号与本地正弦信号相乘后经低通滤波或带阻滤波器后的数值；i_LFq为网侧电流信号与本地余弦信号相乘后经低通滤波或带阻滤波器后的数值；

然后，通过网压幅值计算04将网压信号与本地正余弦信号分别相乘经低通滤波后，并将所得结果求取算数平方根，即根据式(2)计算得到网压幅值信号：

$u_m=2\sqrt{u_{LFd}^2+u_{LPq}^2}---\left(2\right)$

其次，将计算所得瞬时有功功率和无功功率，网压幅值经直接功率控制07，计算得到调制信号在d-q坐标系下的分量；

最后，通过频率补偿矩阵分量计算05将网侧电压信号与本地正余弦信号分别相乘，所得结果经低通滤波后得到频率补偿矩阵分量；将频率补偿分量和网压幅值信号结合生成频率补偿矩阵C_u，如式(3)所示：

$C_u=\frac{2}{u_m}\left[\begin{array}{cc}{u}_{LFd}& u_{LFq}\\ -u_{LFq}& u_{LFd}\end{array}\right]---\left(3\right)$

本地正余弦信号构成工频坐标变换矩阵C，如式(4)所示：

其中ω₀为工频角频率，为初始相位差；

将两矩阵相乘得到无锁相环非同步旋转坐标变换矩阵，进而将直接功率控制07计算所得调制信号在d-q坐标系下的分量转换为α-β坐标系下的分量；最后空间矢量脉宽调制模块将制信号的α-β坐标系下的分量进行调制，生成开关控制信号，完成单相脉冲整流器的一次控制。

2.根据权利要求1所述单相工频系统无锁相环瞬时功率计算及无锁相环频率补偿算法，其特征在于，本地正余弦信号计算01通过微控制器的定时中断，产生与工频角频率相等的正余弦信号，并与网侧电压和电流信号相乘，通过低通滤波器后，经有功和无功瞬时功率计算公式，计算可得单相系统的瞬时有功和无功功率。

3.根据权利要求1所述单相工频系统无锁相环瞬时功率计算及无锁相环频率补偿算法，其特征在于，本地正余弦信号计算01通过微控制器的定时中断，产生与工频角频率相等的正余弦信号，与网侧电压相乘，通过低通滤波器后得到频率补偿矩阵分量，进而构成频率补偿矩阵。