CN101615854A - 电网电压不平衡下三相电压型pwm整流器的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种电网电压不平衡下三相电压型PWM整流器的控制方法，涉及电力电子技术领域。该方法包括以下步骤：检测三相电网电压值，变换到两相静止坐标系下。正负序滤波器对两相静止坐标系下α轴电压分量和β轴电压分量进行数字滤波，得到α轴正负序分量和β轴正负序分量。根据有功和无功功率给定及两相静止坐标系下的αβ轴正负序电压分量计算得到两相静止坐标系下的αβ轴电流指令。检测三相交流电流，变换到两相静止坐标系下，采用预测电流控制方法，计算得到两相静止坐标系下交流侧α轴输入电压指令和β轴输入电压指令。采用SVPWM调制得到驱动脉冲。本发明消除了电网电压不平衡下三相PWM整流器的直流电压谐波分量，实现了受控功率因数运行。

Description

电网电压不平衡下三相电压型PWM整流器的控制方法

技术领域

本发明涉及三相电压型PWM整流器的控制方法，特别是在电网电压不平衡条件下抑制直流电压波动的方法，属于电力电子技术领域。

背景技术

在三相电压型PWM整流器控制策略的研究过程中，一般均假设电网电压是平衡的。而实际上，电网电压常处于不平衡状态，即三相电网电压的幅值或相位不对称。电网电压不平衡时，基于三相电网电压平衡所设计的三相电压型PWM整流器将出现不正常运行状态：PWM整流器的交流电流中出现负序分量，使交流电流不对称；直流电压和交流电流中出现非特征谐波分量，使直流电压和交流电流波形发生畸变。

电网电压不平衡时，三相电压型PWM整流器出现的各种不正常运行，可以通过改进其控制方法来进行抑制。为了使三相电压型PWM整流器在电网电压不平衡的条件下仍能正常运行，很多学者对其在不平衡电网电压条件下的控制策略进行了研究。其主要目标是抑制直流电压谐波分量，即通过控制三相电压型PWM整流器从电网吸收平衡的瞬时功率，消除直流电压中的谐波分量。

在文献《Regulation of a PWM rectifier in the unbalanced network state using a generalizedmodel》中，Rioual等人采用对称分量分析的方法，以三相PWM整流器从电网吸收平衡的瞬时功率为约束条件求出消除直流电流(电压)非特征谐波的交流正序、负序电流指令信号。但是Rioual等在正序同步旋转坐标系(Synchronous ReferenceFrame)中对正、负序电流指令进行跟踪控制，由于在正序同步旋转坐标系中负序电流指令表现为2次正弦量，显然采用PI调节器无法实现对负序电流的无静差跟踪控制，从而影响了系统的控制性能。

为此，Hong-Seok Song和Kwanghee Nam在文献《Dual current control scheme forPWM converter under unbalanced input voltage conditions》中提出了基于正序和负序两套旋转坐标系的控制方案，由于正、负序电流分别在正、负序旋转坐标系中表示为直流量，显然采用PI调节器可以实现对正、负序电流的无静差跟踪控制。然而该控制方案由于采用了两套旋转坐标系，需要四次坐标变换及四个电流PI内环，使得系统结构复杂化，不便于实际应用。专利200510130609.1中的方法同样需要进行正、负序旋转坐标变换。

发明内容

本发明针对上述不足，提出了一种基于两相静止坐标系(也称为αβ坐标系)下的瞬时功率平衡控制方法，不仅消除了电网电压不平衡条件下三相电压型PWM整流器的直流电压中的谐波分量，同时实现了三相电压型PWM整流器的受控功率因数运行。

本发明在两相静止坐标系中构成不平衡控制系统，通过两相静止坐标系下的正序滤波器和负序滤波器分别提取出三相不平衡电网电压的正序和负序分量，进行正序和负序电流的跟踪控制时采用预测电流控制，实现对正、负序电流的无静差跟踪，不需要进行三相静止坐标系到两相同步旋转坐标系的变换，从而简化了控制系统设计。

本发明的技术方案：

电网电压不平衡下三相电压型PWM整流器的控制方法，该控制方法包括如下步骤：

一种电网电压不平衡下三相电压型PWM整流器的控制方法，该控制方法包括如下步骤：

步骤1，检测三相电压型PWM整流器的直流电压值，将直流电压指令值减去直流电压值，获得直流电压的误差信号；将该误差信号通过PI调节器，其输出的直流电流指令值乘以直流电压指令值，获得有功功率给定，并送入电流指令计算模块，无功功率给定为零；

步骤2，检测三相电压型PWM整流器的三相不平衡电网电压值，经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的电压坐标变换模块变换成α轴电压分量和β轴电压分量；正序滤波器对电压坐标变换模块输出的两相静止坐标系下α轴电压分量和β轴电压分量进行数字滤波，得到三相不平衡电网电压在两相静止坐标系下的α轴正序分量和β轴正序分量，并送入电流指令计算模块；

负序滤波器对电压坐标变换模块输出的α轴电压分量和β轴电压分量进行数字滤波，得到三相不平衡电网电压在两相静止坐标系下的α轴负序分量和β轴负序分量，并送入电流指令计算模块；

步骤3，根据步骤1中有功功率给定和无功功率给定，及步骤2中的不平衡电网电压在两相静止坐标系下的α轴正序分量、α轴负序分量、β轴正序分量和β轴负序分量，电流指令计算模块计算得到两相静止坐标系下的α轴正序电流指令、α轴负序电流指令、β轴正序电流指令、β轴负序电流指令；

将α轴正序电流指令和α轴负序电流指令输入到第二加法器模块中相加，得到α轴电流指令，将β轴正序电流指令和负序电流指令输入到第四加法器模块中相加，得到β轴电流指令；

步骤4，检测三相电压型PWM整流器交流电流，经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的电流坐标变换模块变换为两相静止坐标系下的α轴电流分量和β轴电流分量，α轴电流分量输入到第三加法器模块，与α轴电流指令相减后输入到电流控制器模块；β轴电流分量输入到第五法器模块，与β轴电流指令相减后输入到电流控制器模块；

步骤5，电流控制器模块根据上述输入量，采用预测电流控制方法，计算得到三相电压型PWM整流器两相静止坐标系下交流侧α轴输入电压指令和β轴输入电压指令；

步骤6，由步骤5中得到的三相电压型PWM整流器在两相静止坐标系下交流侧α轴输入电压指令和β轴输入电压指令和步骤1中检测得到的直流电压值进行SVPWM调制，得到整流桥电路的六个开关管的驱动信号，经过驱动保护电路得到驱动脉冲，从而驱动整流桥电路的六个开关管产生交流侧输入电压。

其中，步骤2中采用的正序滤波器的传递函数为：

$G_{\mathrm{PSF}}\left(s\right)=\frac{1}{1+\frac{2\mathrm{j\ω}(s-\mathrm{j\ω})}{{\mathrm{\ω}}_0(s+\mathrm{j\ω})}}$

式中，ω是电网电压的角频率，ω₀是正序滤波器的带宽，可以对正序分量实现无静差跟踪。

负序滤波器的传递函数为：

$G_{\mathrm{NSF}}\left(s\right)=\frac{1}{1+\frac{-2\mathrm{j\ω}(s+\mathrm{j\ω})}{{\mathrm{\ω}}_0(s-\mathrm{j\ω})}}$

式中，ω是电网电压的角频率，ω₀是负序滤波器的带宽，可以对负序分量实现无静差跟踪。

本发明是基于两相静止坐标系下的控制方法，其优点如下：

(1)本控制方法基于两相静止坐标系，只需进行两次三相到两相的静止坐标变换(即将检测的三相不平衡电网电压值和三相电压型PWM整流器的交流电流值分别变换为两相静止坐标系下的电压值和电流值)，省去了传统的同步旋转坐标系下的控制方法所需的六次旋转坐标变换。

(2)在两相静止坐标系下，只需分别针对α轴和β轴两个分量设计两个电流控制器，避免了传统的同步旋转坐标系下的控制方法所需的四个电流控制器(即分别对d轴正序电流分量、d轴负序电流分量、q轴正序电流分量和q轴负序电流分量进行控制)。

(3)在两相静止坐标系下，本控制方法所设计的正序滤波器和负序滤波器能够检测不平衡电网电压，分别提取出不平衡电网电压的正序分量和负序分量。

附图说明

图1三相电压型PWM整流器原理图。

图2基于两相静止坐标系下的电网电压不平衡时的三相电压型PWM整流器控制框图。

图3两相静止坐标系下的正序滤波器的控制框图。

图4两相静止坐标系下的负序滤波器的控制框图。

图5三相不平衡电网电压波形。

图6正序滤波器输出的三相不平衡电网电压正序分量。

图7负序滤波器输出的三相不平衡电网电压负序分量。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行进一步说明。

如图1所示，本发明的硬件电路包括电流传感器1、电压传感器2、信号调理单元3、A/D转换器4、DSP处理单元5、驱动保护电路6、三相滤波电感7(其中R_a、R_b和R_c分别为三相滤波电感7的等效串联电阻)、整流桥电路8以及直流支撑电容9。

电流传感器1测量PWM整流器交流电流i_a、i_b、i_c。电压传感器2测量三相不平衡电网电压e_a、e_b、e_c和直流电压V_dc。电流传感器1和电压传感器2测量所得的电流和电压输入到信号调理单元3，经过信号调理进入到A/D转换器4进行A/D转换，得到PWM整流器交流电流、三相不平衡电网电压和直流电压的数字信号。将上述数字信号输入到DSP处理单元5，DSP处理单元5进行本发明所提出方法的控制运算，得到六个开关管T₁～T₆的驱动信号，该驱动信号输入到驱动保护电路6。驱动保护电路6最终输出六路驱动脉冲，分别控制整流桥电路8的六个开关管。

一种基于两相静止坐标系下的电网电压不平衡时的三相电压型PWM整流器控制方法(见图2)，该控制方法是由DSP处理单元5完成以下步骤：

在第一减法器14中直流电压指令值V_dc ^*(程序中设定的要得到的直流电压数值)减去直流电压检测值V_dc，获得直流电压的误差信号，通过PI调节器15进行比例积分运算，得到三相电压型PWM整流器直流电流指令i_dc ^*，输入到乘法器16，与直流电压指令值相乘，获得有功功率指令值p₀ ^*，p₀ ^*进入电流指令计算模块17，无功功率指令q₀ ^*设为零。

三相不平衡电网电压e_a、e_b、e_c经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的电压坐标变换模块13变换成α轴电压分量e_α和_β轴电压分量e_β：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right]$

正序滤波器10对电压坐标变换模块13输出的两相静止坐标系下α轴电压分量e_α和β轴电压分量e_β进行数字滤波，得到三相不平衡电网电压e_a、e_b、e_c在两相静止坐标系下的α轴正序分量e_α ^p和β轴正序分量e_β ^p：

$e_{\mathrm{\α}}^p+j{e}_{\mathrm{\β}}^p=G_{\mathrm{PSF}}\left(s\right)(e_{\mathrm{\α}}+j{e}_{\mathrm{\β}})$

负序滤波器11对电压坐标变换模块13输出的α轴电压分量e_α和β轴电压分量e_β进行数字滤波，得到三相不平衡电网电压e_a、e_b、e_c在两相静止坐标系下的α轴负序分量e_α ^N和β轴负序分量e_β ^N：

$e_{\mathrm{\α}}^N+j{e}_{\mathrm{\β}}^N=G_{\mathrm{NSF}}\left(s\right)(e_{\mathrm{\α}}+j{e}_{\mathrm{\β}})$

将计算得到的不平衡电网电压在两相静止坐标系下的正、负序分量e_α ^p、e_β ^p、e_α ^N、e_β ^N，输入到电流指令计算模块17。

电流指令计算模块17完成α轴正序电流指令

α轴负序电流指令

β轴正序电流指令β轴负序电流指令

的计算，为了消除不平衡电网电压对直流电压的影响和保证单位功率因数，令无功功率指令q₀ ^*、网侧有功功率的2次正弦分量和余弦分量p_s2 ^*和p_c2 ^*都为零。两相静止坐标系下的电流指令

由下式给出：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{P*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{P*}\\ i_{\mathrm{\α}}^{N*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{N*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cccc}{e}_{\mathrm{\α}}^P& e_{\mathrm{\β}}^P& e_{\mathrm{\α}}^N& e_{\mathrm{\β}}^N\\ e_{\mathrm{\β}}^P& -e_{\mathrm{\α}}^P& e_{\mathrm{\β}}^N& -e_{\mathrm{\α}}^N\\ e_{\mathrm{\β}}^N& -e_{\mathrm{\α}}^N& -e_{\mathrm{\β}}^P& e_{\mathrm{\α}}^P\\ e_{\mathrm{\α}}^N& e_{\mathrm{\β}}^N& e_{\mathrm{\α}}^P& e_{\mathrm{\β}}^P\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}\frac{2}{3}{p}_0^{*}\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right]=\frac{2p_0^{*}}{3D}\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}^P\\ e_{\mathrm{\β}}^P\\ -e_{\mathrm{\α}}^N\\ -e_{\mathrm{\β}}^N\end{array}\right]$

式中， $D=[{\left(e_{\mathrm{\α}}^P\right)}^2+{\left(e_{\mathrm{\β}}^P\right)}^2]-[{\left(e_{\mathrm{\α}}^N\right)}^2+{\left(e_{\mathrm{\β}}^N\right)}^2]\≠0$

电流指令计算模块17计算得到的α轴正序电流指令

和α轴负序电流指令

输入到第二加法器模块18中相加，得到α轴电流指令i_α ^*，i_α ^*输入到第三加法器模块20。

电流指令计算模块17计算得到的β轴正序电流指令和β轴负序电流指令

输入到第四加法器模块19中相加，得到β轴电流指令i_β ^*，i_β ^*输入到第五加法器模块21。

三相电压型PWM整流器交流电流i_a、i_b、i_c，经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的电流坐标变换模块12变换为两相静止坐标系下的α轴电流分量i_α和β轴电流分量i_β，α轴电流分量i_α输入到第三加法器模块20，与α轴电流指令i_α ^*相减后输入到电流控制器模块22。β轴电流分量i_β输入到第五法器模块21，与β轴电流指令i_β ^*相减后输入到电流控制器模块22。

电流控制器模块22根据上述输入量采用预测电流控制方法，计算得到三相电压型PWM整流器两相静止坐标系下交流侧α轴输入电压指令v_α ^*和β轴输入电压指令v_β ^*：

$v_{\mathrm{\α}}^{*}=e_{\mathrm{\α}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}}=e_{\mathrm{\α}}-L\frac{i_{\mathrm{\α}}^{*}-i_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}}$

$v_{\mathrm{\β}}^{*}=e_{\mathrm{\β}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}}=e_{\mathrm{\β}}-L\frac{i_{\mathrm{\β}}^{*}-i_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}}$

L为三相滤波电感(7)每一相的电感量，R为三相滤波电感(7)每一相的等效串联电阻；

将两相静止坐标下三相电压型PWM整流器交流侧输入电压指令v_α ^*、v_β ^*和直流电压检测值V_dc输入到SVPWM调制模块23，进行SVPWM调制，得到整流桥电路8中六个开关管的驱动信号S₁～S₆，经过驱动保护电路6，得到整流桥电路8六个开关管的驱动脉冲，从而实现本发明的控制目的。

图3和图4分别是两相静止坐标系下的正序滤波器和负序滤波器的控制框图，下面分别对正序滤波器模块10和负序滤波器模块11进行具体说明。

本发明提出的正序滤波器(Positive Sequence Filter-PSF)和负序滤波器(Negative Sequence Filter-NSF)是一种采用复系数传递函数的数字滤波器，能够分别提取出不平衡电网电压的正序分量和负序分量。正序滤波器G_PSF(s)和负序滤波器G_NSF(s)的传递函数可以由下面两式给出：

$G_{\mathrm{PSF}}\left(s\right)=\frac{1}{1+\frac{2\mathrm{j\ω}(s-\mathrm{j\ω})}{{\mathrm{\ω}}_0(s+\mathrm{j\ω})}}$

$G_{\mathrm{NSF}}\left(s\right)=\frac{1}{1+\frac{-2\mathrm{j\ω}(s+\mathrm{j\ω})}{{\mathrm{\ω}}_0(s-\mathrm{j\ω})}}$

式中，ω是完全通过滤波器的信号角频率，ω₀是带宽。

不平衡电网电压可以看成正序分量和负序分量的合成。取ω＝50Hz，ω₀＝50rad/s，则不平衡电网电压通过正序滤波器模块10和负序滤波器模块11后，正序滤波器(PSF)在50Hz正序分量处的增益为无穷大，且对其他频率分量有很强的衰减，可以对正序分量实现无静差跟踪。负序滤波器(NSF)对负序分量的增益为1，而正序分量则被完全滤掉。

将正序滤波器(PSF)和负序滤波器(NSF)的传递函数改写下面两式的形式：

$G_{\mathrm{PSF}}\left(s\right)=\frac{G_{\mathrm{PSF}\_\mathrm{fn}}\left(s\right)}{1+G_{\mathrm{PSF}\_\mathrm{fn}}\left(s\right)}$

$G_{\mathrm{NSF}}\left(s\right)=\frac{G_{\mathrm{NSF}\_\mathrm{fn}}\left(s\right)}{1+G_{\mathrm{NSF}\_\mathrm{fn}}\left(s\right)}$

则可以推导出G_{PSF_fn}(s)和G_{NSF_fn}(s)的表达式，由下面两式分别给出：

$G_{\mathrm{PSF}\_\mathrm{fn}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_0(s+\mathrm{j\ω})}{2\mathrm{j\ω}(s-\mathrm{j\ω})}$

$G_{\mathrm{NSF}\_\mathrm{fn}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_0(s-\mathrm{j\ω})}{-2\mathrm{j\ω}(s+\mathrm{j\ω})}$

上面两式可以分别改写成：

$G_{\mathrm{PSF}\_\mathrm{fn}}\left(s\right)=\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2\mathrm{\ω}}\right)(\frac{\mathrm{\ω}}{s}-j)\left(\frac{1}{1-\frac{\mathrm{j\ω}}{s}}\right)$

$G_{\mathrm{NSF}\_\mathrm{fn}}\left(s\right)=\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2\mathrm{\ω}}\right)(\frac{\mathrm{\ω}}{s}+j)\left(\frac{1}{1+\frac{\mathrm{j\ω}}{s}}\right)$

以上两式可以分别看成三个部分的乘积：第一部分是一个常量增益，第二部分是含有耦合项的复系数增益，第三部分是一个负序振荡器。故正序滤波器(PSF)和负序滤波器(NSF)在两相静止坐标系下的实现分别如图3和图4所示。

根据理论分析和正、负序滤波器的控制框图，进行仿真验证，仿真结果如图5～图7所示。图5为三相不平衡电网电压的波形，是由正序分量幅值为1和负序分量幅值为0.25合成的三相不平衡量。图6所示为正序滤波器(PSF)的输出信号，即系统所提取出的正序分量，幅值为1。图7为负序滤波器(NSF)的输出信号，即系统所提取出的负序分量，幅值为0.25。可见，PSF和NSF都能够分别将不平衡输入信号的正序分量和负序分量完整提取出来。

Claims (1)

1.一种电网电压不平衡下三相电压型PWM整流器的控制方法，其特征在于，该控制方法包括如下步骤：

步骤1，检测三相电压型PWM整流器的直流电压值(V_dc)，将直流电压指令值(V_dc ^*)减去直流电压值(V_dc)，获得直流电压的误差信号；将该误差信号通过PI调节器，其输出的直流电流指令值(i_dc ^*)乘以直流电压指令值(V_dc ^*)，获得有功功率给定(p₀ ^*)，并送入电流指令计算模块(17)，无功功率给定(q₀ ^*)为零；

步骤2，检测三相电压型PWM整流器的三相不平衡电网电压值(e_a、e_b、e_c)，经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的电压坐标变换模块(13)变换成α轴电压分量(e_α)和β轴电压分量(e_β)；正序滤波器(10)对电压坐标变换模块(13)输出的两相静止坐标系下α轴电压分量(e_α)和β轴电压分量(e_β)进行数字滤波，得到三相不平衡电网电压(e_a、e_b、e_c)在两相静止坐标系下的α轴正序分量(e_α ^p)和β轴正序分量(e_β ^p)，并送入电流指令计算模块(17)；

负序滤波器(11)对电压坐标变换模块(13)输出的α轴电压分量(e_α)和β轴电压分量(e_β)进行数字滤波，得到三相不平衡电网电压(e_a、e_b、e_c)在两相静止坐标系下的α轴负序分量(e_α ^N)和β轴负序分量(e_β ^N)，并送入电流指令计算模块(17)；

步骤3，根据步骤1中的有功功率给定(p₀ ^*)和无功功率给定(q₀ ^*)，及步骤2中的不平衡电网电压在两相静止坐标系下的α轴正序分量(e_α ^p)、α轴负序分量(e_α ^N)、β轴正序分量(e_β ^p)和β轴负序分量(e_β ^N)，电流指令计算模块(17)计算得到两相静止坐标系下的α轴正序电流指令

α轴负序电流指令

β轴正序电流指令β轴负序电流指令

将α轴正序电流指令

和α轴负序电流指令

输入到第二加法器模块(18)中相加，得到α轴电流指令(i_α ^*)，将β轴正序电流指令和负序电流指令

输入到第四加法器模块(19)中相加，得到β轴电流指令(i_β ^*)；

步骤4，检测三相电压型PWM整流器交流电流(i_a、i_b、i_c)，经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的电流坐标变换模块(12)变换为两相静止坐标系下的α轴电流分量(i_α)和β轴电流分量(i_β)，α轴电流分量(i_α)输入到第三加法器模块(20)，与α轴电流指令(i_α ^*)相减后输入到电流控制器模块(22)；β轴电流分量(i_β)输入到第五法器模块(21)，与β轴电流指令(i_β ^*)相减后输入到电流控制器模块(22)；

步骤5，电流控制器模块(22)根据上述输入量计算得到三相电压型PWM整流器在两相静止坐标系下交流侧α轴输入电压指令(v_α ^*)和β轴输入电压指令(v_β ^*)：

$v_{\mathrm{\α}}^{*}=e_{\mathrm{\α}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}}=e_{\mathrm{\α}}-L\frac{i_{\mathrm{\α}}^{*}-i_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}}$

$v_{\mathrm{\β}}^{*}=e_{\mathrm{\β}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}}=e_{\mathrm{\β}}-L\frac{i_{\mathrm{\β}}^{*}-i_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}}$

L为三相滤波电感(7)每一相的电感量，R为三相滤波电感(7)每一相的等效串联电阻；

步骤6，由步骤5中得到的三相电压型PWM整流器在两相静止坐标系下交流侧α轴输入电压指令(v_α ^*)和β轴输入电压指令(v_β ^*)和步骤1中检测得到的直流电压值(V_dc)进行SVPWM调制，得到整流桥电路的六个开关管的驱动信号，经过驱动保护电路(6)得到驱动脉冲，从而驱动整流桥电路(8)的六个开关管产生交流侧输入电压。

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